Prosty zasilacz impulsowy na IR2153 (D) do wzmacniacza i nie tylko. Cztery zasilacze impulsowe na IR2153

Cześć wszystkim!

Tło:

Na stronie jest układ do wzmacniaczy częstotliwości audio (ULF) 125, 250, 500, 1000 watów, wybrałem opcję 500 watów, ponieważ oprócz elektroniki radiowej trochę też lubię muzykę i dlatego chciałem coś lepiej z ULF Układ na TDA 7293 mi nie odpowiadał, więc zdecydowałem się na 500-watowe tranzystory polowe. Od początku prawie zmontowałem jeden kanał ULF, ale prace stanęły z różnych powodów (czas, pieniądze, niedostępność niektórych komponentów). W efekcie dokupiłem brakujące elementy i dokończyłem jeden kanał. Również po pewnym czasie skompletowałem drugi kanał, ustawiłem to wszystko i przetestowałem na zasilaczu z innego wzmacniacza, wszystko działało na najwyższym poziomie i jakość bardzo mi się podobała, nawet się tego nie spodziewałem bądź taki. Oddzielne, wielkie dzięki radioamatorom Borysowi, AndReasowi, nissanowi, którzy cały czas to zbierali, pomagali w ustawianiu i innych niuansach. Następnym punktem był zasilacz. Oczywiście chciałbym zrobić zasilacz na konwencjonalnym transformatorze, ale znowu wszystko zatrzymuje się na dostępności materiałów na transformator i ich kosztach. Dlatego zdecydowałem się jednak zatrzymać przy UPS.

Cóż, teraz o samym UPS:

Użyłem tranzystorów IRFP 460, ponieważ nie znalazłem ich zaznaczonych na schemacie. Tranzystory musiałem ustawić odwrotnie, obracając o 180 stopni, wywiercić więcej otworów na nóżki i przylutować przewody (patrz zdjęcie). Kiedy zrobiłem płytkę drukowaną, później zdałem sobie sprawę, że nie mogłem znaleźć potrzebnych mi tranzystorów, ponieważ na schemacie zainstalowałem te, które były (IRFP 460). Tranzystory i wyjściowe diody prostownicze muszą być zainstalowane na radiatorze poprzez izolujące uszczelki przewodzące ciepło, a radiatory również muszą być chłodzone chłodnicą, w przeciwnym razie tranzystory i diody prostownicze mogą się przegrzewać, ale nagrzewanie się tranzystorów zależy oczywiście również od rodzaju zastosowane tranzystory. Im niższy opór wewnętrzny pracownika terenowego, tym mniej się nagrzeje.

Ponadto nie zainstalowałem jeszcze warystora 275 woltów na wejściu, ponieważ nie ma go w mieście i ja też go nie mam, ale zamówienie jednej części przez Internet jest drogie. Do wyjścia będę miał osobne elektrolity, bo nie są dostępne dla wymaganego napięcia i rozmiar nie jest odpowiedni. Postanowiłem umieścić 4 elektrolity po 10 000 mikrofaradów * 50 woltów, 2 szeregowo na ramię, w sumie każde ramię będzie miało 5000 mikrofaradów * 100 woltów, co będzie całkowicie wystarczające na zasilanie, ale lepiej jest umieścić 10 000 mikrofaradów * 100 woltów na ramię.

Schemat pokazuje rezystor R5 47 kOhm 2 W do zasilania mikroukładu, należy go wymienić na 30 kOhm 5 W (najlepiej 10 W), aby układ IR2153 miał wystarczający prąd przy dużym obciążeniu, w przeciwnym razie może przejść do ochrony przed brakiem prądu lub będzie pulsować napięcie wpłynie na jakość. W autorskim obwodzie kosztuje 47 kOhm, co jak na taki zasilacz to dużo. Nawiasem mówiąc, rezystor R5 będzie bardzo gorący, nie martw się, typowi tych obwodów na IR2151, IR2153, IR2155 do zasilania towarzyszy silne nagrzewanie się R5.

W moim przypadku zastosowałem rdzeń ferrytowy ETD 49 i bardzo ciężko było mi się zmieścić na płytce. Przy częstotliwości 56 kHz, według obliczeń, może dawać do 1400 watów przy tej częstotliwości, co w moim przypadku ma margines. Można też zastosować toroidalny lub inny kształt rdzenia, najważniejsze, aby był odpowiedni pod względem ogólnej mocy, przepuszczalności i oczywiście, aby było wystarczająco dużo miejsca, aby umieścić go na płytce.

Dane uzwojenia dla ETD 49: 1 = 20 zwojów drutem 0,63 w 5 przewodach (uzwojenie 220 V). 2-ka \u003d bipolarna moc główna 2 * 11 zwojów drutem 0,63 w 4 przewodach (uzwojenie 2 * 75-80) woltów. 3-ka \u003d 2,5 zwoju drutem 0,63 w 1 przewodzie (uzwojenie 12 woltów, do łagodnego rozruchu). 4-ka \u003d 2 zwoje drutem 0,63 w 1 przewodzie (dodatkowe uzwojenie do zasilania obwodów wstępnych (blok tonowy itp.). Rama transformatora wymaga konstrukcji pionowej, mam poziomą, więc musiałem ją ogrodzić .Może być uzwojony w konstrukcji bezramowej.W przypadku innych typów będziesz musiał samodzielnie obliczyć rdzeń, możesz użyć programu, który zostawię na końcu artykułu.W moim przypadku użyłem napięcia bipolarnego 2 * 75-80 woltów dla 500-watowego wzmacniacza, dlaczego mniej, ponieważ obciążenie wzmacniacza nie będzie wynosić 8 omów, ale 4 omy.

Konfiguracja i pierwsze uruchomienie:

Uruchamiając UPS po raz pierwszy, należy zainstalować żarówkę o mocy 60-100 W w szczelinie między kablem sieciowym a UPS. Po włączeniu, jeśli światło się nie świeci, to już jest dobrze. Przy pierwszym uruchomieniu może włączyć się zabezpieczenie przed zwarciem i zaświeci się dioda LED HL1, ponieważ elektrolity o dużej pojemności pobierają ogromny prąd w momencie włączenia, jeśli tak się stanie, należy przekręcić rezystor wieloobrotowy zgodnie z ruchem wskazówek zegara aż się zatrzyma, a następnie poczekaj, aż dioda LED zgaśnie i spróbuj włączyć go ponownie, aby upewnić się, że UPS działa, a następnie wyreguluj ochronę. Jeśli wszystko jest prawidłowo zlutowane i zastosowano części o odpowiednich wartościach znamionowych, UPS uruchomi się. Ponadto, gdy upewnisz się, że UPS się włącza i na wyjściu są wszystkie napięcia, musisz ustawić próg ochrony. Podczas konfigurowania zabezpieczenia należy załadować UPS między dwa ramiona głównego uzwojenia wyjściowego (które służy do zasilania ULF) za pomocą 100-watowej żarówki. Gdy dioda LED HL1 zapala się, gdy UPS jest włączony pod obciążeniem (lampa 100-watowa), należy obrócić zmienny rezystor wieloobrotowy R9 2,2 kOhm w kierunku przeciwnym do ruchu wskazówek zegara, aż ochrona zostanie aktywowana po włączeniu. Gdy dioda LED zaświeci się po włączeniu, należy ją wyłączyć i poczekać, aż zgaśnie, i stopniowo przekręcać zgodnie z ruchem wskazówek zegara w stanie wyłączonym i ponownie włączyć, aż ochrona przestanie działać,
wystarczy trochę obrócić np. o 1 obrót a nie od razu o 5-10 obrotów tj. wyłączyłem, włączyłem i włączyłem, ochrona zadziałała - znowu ta sama procedura kilka razy, aż do uzyskania pożądanego rezultatu. Kiedy ustawisz żądany próg, to w zasadzie zasilacz jest gotowy do użycia i możesz wyjąć kontrolkę napięcia sieciowego i spróbować załadować zasilacz aktywnym obciążeniem, np. 500 W. Oczywiście możesz baw się z zabezpieczeniem jak chcesz, ale nie polecam testowania z A zwarciem, bo może to doprowadzić do awarii, chociaż jest zabezpieczenie, to część pojemności nie będzie miała czasu na rozładowanie, przekaźnik nie zareaguje natychmiast lub przyklei się i może być kłopot. Chociaż przypadkowo i nie przypadkowo wykonałem szereg zamknięć, ochrona działa. Ale nic nie jest wieczne.

Tak więc pierwszy zasilacz, nazwijmy go warunkowo „wysokim napięciem”:

Układ jest klasyczny dla moich zasilaczy impulsowych. Sterownik zasilany jest bezpośrednio z sieci poprzez rezystor, co zmniejsza moc wydzielaną na tym rezystorze w porównaniu do zasilania z magistrali +310V. Ten zasilacz ma obwód łagodnego rozruchu (ograniczenie prądu rozruchowego) na przekaźniku. Miękki start zasilany jest z kondensatora gaszącego C2 z sieci 230V. Zasilacz wyposażony jest w zabezpieczenia przeciwzwarciowe i przeciążeniowe w obwodach wtórnych. Czujnikiem prądu w nim jest rezystor R11, a prąd, przy którym wyzwalane jest zabezpieczenie, jest regulowany przez rezystor dostrajający R10. Po zadziałaniu zabezpieczenia zapala się dioda HL1. Zasilacz ten może dostarczyć na wyjściu napięcie bipolarne do +/-70V (z tymi diodami w obwodzie wtórnym zasilacza). Transformator impulsowy zasilacza ma jedno uzwojenie pierwotne z 50 zwojami i cztery identyczne uzwojenia wtórne z 23 zwojami. Przekrój drutu i rdzeń transformatora dobiera się na podstawie wymaganej mocy, jaką należy uzyskać z konkretnego zasilacza.

Drugi zasilacz, warunkowo nazwiemy go „UPS z własnym zasilaniem”:

To urządzenie ma układ podobny do poprzedniego zasilacza, ale zasadniczą różnicą w stosunku do poprzedniego zasilacza jest to, że w tym układzie sterownik zasila się z osobnego uzwojenia transformatora uzwojonego przez rezystor gaszący. Pozostałe węzły schematu są identyczne z poprzednio przedstawionym schematem. Moc wyjściowa i napięcie wyjściowe tego urządzenia są ograniczone nie tylko parametrami transformatora i możliwościami sterownika IR2153, ale także możliwościami zastosowanych diod w obwodzie wtórnym zasilacza. W moim przypadku jest to KD213A. W przypadku tych diod napięcie wyjściowe nie może przekraczać 90 V, a prąd wyjściowy nie może przekraczać 2-3 A. Prąd wyjściowy może być wyższy tylko w przypadku zastosowania radiatorów do chłodzenia diod KD213A. Warto dodatkowo zastanowić się nad przepustnicą T2. Cewka ta jest uzwojona na wspólnym rdzeniu pierścieniowym (można zastosować również inne typy rdzeni), z drutem o przekroju odpowiadającym prądowi wyjściowemu. Transformator, podobnie jak w poprzednim przypadku, jest obliczany dla odpowiedniej mocy za pomocą specjalistycznych programów komputerowych.

Zasilacz numer trzy, nazwijmy go „potężny na tranzystorach 460x” lub po prostu „potężny 460”:

Ten schemat już znacznie różni się od poprzednich schematów przedstawionych powyżej. Istnieją dwie główne duże różnice: zabezpieczenie przed zwarciem i przeciążeniem jest tutaj realizowane na przekładniku prądowym, druga różnica to obecność dodatkowych dwóch tranzystorów przed klawiszami, które pozwalają odizolować dużą pojemność wejściową klawiszy o dużej mocy (IRFP460) z wyjścia sterownika. Kolejną małą i nieistotną różnicą jest to, że rezystor ograniczający obwód miękkiego startu znajduje się nie w szynie +310V, jak to było w poprzednich obwodach, ale w obwodzie pierwotnym 230V. Obwód posiada również tłumik połączony równolegle z uzwojeniem pierwotnym transformatora impulsowego w celu poprawy jakości zasilania. Podobnie jak w poprzednich schematach, czułość zabezpieczenia regulowana jest rezystorem trymerowym (w tym przypadku R12), a dioda HL1 sygnalizuje działanie zabezpieczenia. Przekładnik prądowy jest nawinięty na dowolny mały rdzeń, który masz pod ręką, uzwojenia wtórne są uzwojone drutem o małej średnicy 0,2-0,3 mm, dwa uzwojenia po 50 zwojów każde, a uzwojenie pierwotne to jeden zwój drutu wystarczający dla twojego sekcja mocy wyjściowej.

A ostatnim impulsem na dziś jest „zasilacz impulsowy do żarówek”, warunkowo tak to nazwiemy.

Tak, nie bądź zdziwiony. Kiedyś trzeba było skompletować przedwzmacniacz gitarowy, ale odpowiedniego transformatora nie było pod ręką i wtedy ten pulser, zbudowany specjalnie na tę okazję, bardzo mi pomógł. Schemat różni się od poprzednich trzech maksymalną prostotą. Obwód jako taki nie posiada zabezpieczenia przed zwarciem w obciążeniu, ale w tym przypadku nie ma potrzeby stosowania takiego zabezpieczenia, ponieważ prąd wyjściowy płynący przez szynę wtórną +260V jest ograniczony rezystorem R6, a prąd wyjściowy przez magistralę wtórną + 5 V jest ograniczone przez wewnętrzny obwód zabezpieczający przed przeciążeniem stabilizatora 7805. R1 ogranicza maksymalny prąd rozruchowy i pomaga odciąć szum sieci.

Przy składaniu jakiegoś kolejnego urządzenia pytanie jak je zasilić jest coraz bardziej dręczące. Tak, dobrze jest, gdy jest wiele różnych urządzeń, w których są odpowiednie transformatory, a jeśli przewiniesz ??? Przewijanie transformatora nie jest przyjemnym zadaniem, nawet jeśli aplikacje do obliczania transformatora pomagają w obliczeniach, sam proces przewijania jest często irytujący.

Pamiętam, jak to był TSSh-180, dobry trans anodowo-włóknowy i musiałem przewinąć. Nakręcałem go chyba ze dwa dni, plus polałem lakierem, żeby izolacja była lepsza i nie brzęczała... Zebrałem, taki zdrowy. Sam ważył 3 kg i prawie upadł na nogę. Przemyślałem to wszystko i zdecydowałem się przejść na zasilacze impulsowe i jest ku temu wiele powodów.

Powody wyboru zasilaczy impulsowych:

1. str Pierwszym i nie bez znaczenia powodem są finanse. Tutaj mamy ten sam TSSh-180 a.-żarówki kosztuje 150-180 UAH. Podczas gdy zmontowany SMPS 200W na IR2153 będzie kosztował 130-160 UAH. Tak, różnica nie jest wielka, ale twój dom jest pełen niezbędnych szczegółów. Na przykład kupiłem tylko IRF740 i IR2153 i zapłaciłem 40 UAH. Jaka jest różnica?? I trochę też pozbyłem się śmieci)) Niezapomniane jest też to, że most i brzegi są już w obliczeniach, a także musisz to kupić na trans. I dobre słoiki o tym, jak dobrze kosztują. A na SMPS zamiast 22000mF możesz włożyć 3300mF i nawet nie zauważysz różnicy w filtrowaniu

2. W Drugim powodem jest rozmiar. Transy są ciężkie, więc 200 watów waży 3-4 kg, zastępuje je SMPS o masie 300 g i wielkości płytki około 120 * 120 mm. Wygodnie jest zmontować coś potężnego w pudełku DVD, na przykład Lanzar ...

3.E następnie niski poziom zakłóceń w zakresie 20-20 000 Hz. Jak na wzmacniacz niskotonowy to bardzo dobrze, wręcz znakomicie. Bez ingerencji, bez tła.

Na schemacie widzimy część zasilającą, w której znajdują się: obwody zabezpieczające (R1, R2, FU1) filtr C-R-C (C1, L1, C1), prostownik z dzielnikiem filtra (VD1 (400V 3A), C3, C4, C6, C7 , R44, R6) oraz część kluczową, w skład której wchodzą dwa mosfety (VT1, VT2), transformator (T1) oraz dwa obwody tłumienia szumów (R8C9, C8R7)

Nic skomplikowanego w części kontrolnej. Część zasilająca mikroukładu składa się z rezystora balastowego R9, diody Zenera VD2. filtr C10C11 i kolejny rezystor balastowy R10. W trakcie pracy może być konieczne podniesienie R9R10.
Częstotliwość PWM jest ustawiana przez R11C13. I jest obliczany zgodnie ze wzorem f = 1 / 1,4 * (R11 + 75 Ohm) * C13. W naszym przypadku f=1/1,4*(10000+75)*0,000000001=70896 Hz=70,9 kHz. Uważaj na palce

Cóż, naprawdę nie ma co opowiadać: Podwójna dioda VD4, filtr-prostownik C14-L3-C15-C16 i to wszystko. Pamiętaj przy obliczaniu, że nie jest to zasilacz stabilizowany i napięcie może się unosić. Dlatego lepiej jest wprowadzić kilka woltów mniej podczas obliczeń

Aplikacja do obliczania transformatorów impulsowych pomoże Ci w obliczeniu transformatora. Radzimy nawijać uzwojenie wtórne kosą z cieńszego drutu, aby uniknąć efektu naskórkowości.

Swoją drogą jeden z moich znajomych z takiego układu zasilany jest 2.1 zmontowanym na TDA2030A o łącznej mocy 65W. To niewielka część tego, co SMPS produkuje na IR2153, ale działa od roku. Tak, znowu, transformator 70 W kosztuje teraz tyle samo, co jednostka SMPS na IR2153, więc SMPS ma również rezerwę 130 W ...

To wszystko, dziękuję wszystkim za uwagę i życzę powodzenia w montażu ...

O artykule.
Na globalnym wysypisku śmieci jest wiele schematów wykorzystujących ten mikroukład i opis, zrób to i tamto ... Ale jak i dlaczego? Czy to zadziała? Odpowiedź na ostatnie pytanie często brzmi nie! Istnieje wiele „cudownych” pieczęci i wskazówek, jak użyć kondensatora 1000uF x500V, którego nie można znaleźć lub będzie kosztował połowę pensji.
Postaram się opisać z czym przyszło mi się zmierzyć budując urządzenie, jak zdecydowano się sprowadzić wszystko do prostych i zrozumiałych zasad, za pomocą których każdy może sam zdecydować czego potrzebuje.

O samej "irce" - IR2153.
Mikroukład jest przeznaczony do stosowania w statecznikach elektronicznych ekonomicznych lamp, są to mikroskopijne urządzenia zasilające, działają na częstotliwościach rzędu 30 kHz i nie mają specjalnie przewidzianych obwodów zabezpieczających i sterujących. To daje do myślenia!
IR2153 ma małą moc i może być zasilany po prostu przez rezystor podciągający, i ma podział na górny i dolny przełącznik półmostkowy, więc nie ma potrzeby stosowania transformatorów nawijających lub stosowania optycznej separacji sygnałów sterujących przełącznikiem.
To sprawia, że chip jest atrakcyjny nie tylko dla amatorów, ale także dla poważnych marek, które produkują produkty seryjnie!

A więc sam projekt.

Celem było zbudowanie prostego, jak najbardziej uniwersalnego modułu zasilającego o mocy około 200W.
Zakres zastosowania od zasilania lamp halogenowych do UMZCH itp. , co dziwne, pod względem kosztów materiałów moduł ten może konkurować z fabrycznymi transformatorami do lamp halogenowych, tym bardziej w innych obszarach zastosowań.

Akcesoria:
C1 - 220uF x 450V (u nas wszystko skromnie 🙂)
C2, C10 - 1uF x 400V, folia
C3 - 470..1000uF x 25V
C4,C5,C9,C8 - 0.22..0.47uF x 63V ceramika (lub folia)
C6 - 10uF x 63V
C7 -1nF ceramika ustawiająca częstotliwość oscylatora.
R1,R2 - 65K 2W
R3 - 12K, ustawienie częstotliwości generatora.
R4 - 8,2 tys
VD1-UF4007
VT1, VT3 - BC640
VT2, VT4 - BC639
T1, T2 - IRF840
DIL8-IR2153
F2-Szybko 2A

Ustawienie.

Przed pierwszym uruchomieniem obwód nie jest całkowicie zmontowany, „górny” klucz T1 nie jest przylutowany.
Gdy urządzenie jest podłączone do sieci, pojawiają się napięcia:
na kondensatorach C1 i C2 około 300V, na C3 i C4 14..15V (1 i 4 piny IR2153), na C5 i C6 - 14..15V (8 i 6 pinów IR2153).
na wyjściach sterownika IR2153 między pinami 4 i 5 - 12..14V, między pinami 6 i 7 - 12..14V napięcia te muszą być sobie równe.
na wyjściach wzmacniacza sterownika, między punktami COM i OUT (sterownik dolny) - 11..13V, między punktami VS i OUT (sterownik górny) - 11..13V, napięcia te muszą być sobie równe.
Wszystkie te napięcia są mierzone multimetrem w trybie pomiaru napięcia stałego, na granicy 750 \ 1000 V, dla większego bezpieczeństwa i aby dziesiąte i setne wolta nie zmyliły głowy.
Jeśli to możliwe, możesz sprawdzić sygnały na wyjściach IR2153 i wzmacniacza sterownika za pomocą oscyloskopu.
Uwaga!!
Jeśli punkty pomiarowe zostaną pomieszane lub zwarte, coś lub wszystko się spali!
Masa oscyloskopu NIE może być uziemiona.
Po pomyślnym sprawdzeniu możesz przylutować górny klucz T1.

Węzły konwertera, zasada ich pracy.

Prostownik sieciowy.

Kondensator C1 jest wybierany ze stosunkowo małą pojemnością, ponieważ wystarcza do działania urządzenia, jeśli urządzenie jest używane do zasilania lamp halogenowych, to wystarczy, jeśli zasilasz UMZCH i inne urządzenia, a następnie dodatkowe filtrowanie z tło sieci 100 Hz można łatwo przeprowadzić po transformacji i wyprostowaniu, z elektrolitami niskonapięciowymi, jest to zarówno lepsze, jak i tańsze, ponieważ koszt kondensatora 10000mkFx35V jest znacznie niższy niż koszt kondensatora 220mkFx450V.

Mała pojemność prostownika sieciowego nie wpływa na działanie IR2153, ponieważ ma on własną diodę Zenera (wbudowaną) i filtr i jest zasilany normalnie, a przełączniki w najgorszym przypadku przekażą tylko 100 Hz faluje przez transformator.

Kondensator C2 odgrywa ważną rolę w prostowniku, radzi sobie z szybko zmieniającymi się napięciami, z którymi nie radzi sobie powolny kondensator elektrolityczny.
Kondensator C2 blokuje zakłócenia RF na szynach zasilających, dzięki niemu układ może wyprowadzać normalne impulsy, dzięki niemu układ rekuperacji może pracować normalnie, co zmniejsza skoki napięcia na tranzystorach, poprawia niezawodność i jakość układu.
Bardzo często „zapominają” go umieścić.

IR2153 — Zasilanie.

Gdy IR2153 jest zasilany przez rezystor gaszący (R1, R2) istnieje niebezpieczeństwo spadku napięcia do wartości krytycznych, gdy ta rezystancja maleje, moc sterownika poprawia się, ale nagrzewa się płytka i całe urządzenie.

Rzeczy takie jak: dodatkowy zewnętrzny sterownik, zwiększenie częstotliwości konwersji, zwiększenie pojemności bramki (zwiększenie mocy tranzystorów wyjściowych), a nawet po prostu zwiększenie poboru prądu przez obciążenie, zwiększają pobór z zasilacza IR2153. Jedynym ratunkiem jest spory zapas prądu dla zasilacza IR2153.
Alternatywne metody zasilania: z dodatkowego zasilacza 15 V, z odłączeniem kondensatora od 6. wyjścia mikroukładu (jest to również wyjście półmostkowe), z dodatkowego uzwojenia transformatora.

Na przykład dla tego schematu sytuacja zasilania wygląda następująco:
Częstotliwość przetwarzania 50KHz, IRF840, rezystor gaszący w zasilaczu 2x 65K 2W (32K 4W).
W obwodzie tylko dolny fet - 15,9 V
Obie fety są podłączone - 12,3V
Podłączony transformator - 13V

Obniżyłem częstotliwość konwersji do około 40 kHz !!
Pod obciążeniem 100W - napięcie 14V

Oczywiście do 100W poboru przy częstotliwości konwersji 60KHz można było obejść się przy zasilaniu z rezystora 32K\4W, z większą mocą nie ma mowy.
Aby zapewnić wysokiej jakości zasilanie sterownika wykonałem dodatkowe uzwojenie 25V na transformatorze i przyłożyłem napięcie poprzez 2 rezystory 100Ω do mostka prostowniczego, mostek diodowy (UF4007 x4) jest wlutowany w miejsce zacisków zasilania wejściowego. Jak to się robi, można zobaczyć na zdjęciu 1.

IR2153 — Częstotliwość generatora.

Przerwy między impulsami (czas martwy) dla tego sterownika są ustalone na 1,2 µs, dlatego wraz ze wzrostem częstotliwości zmniejsza się współczynnik wypełnienia impulsów.
Tak więc dla częstotliwości 50 kHz przerwy wynoszą 12%, dla 100 kHz wszystkie 24%.
Wraz ze wzrostem częstotliwości poprawia się szerokość pasma większości ferrytów, ale zmniejsza się wypełnienie impulsów.

Krótka informacja o jednym z bohaterów. Efekt Millera.
Jego powodem jest pojemność między wejściem kaskady elektrycznej a jej wyjściem, nie zależy ona od układu płytki drukowanej, a nawet od obwodu kaskadowego, na przykład odkrył to Miller we wzmacniaczu lampowym i nadal nawiedza wszędzie elektronika.
W obwodach przetwornicy efekt Millera powstaje poprzez prądy i nagrzewanie się tranzystorów na biegu jałowym, gdy przetwornica pracuje pod dużym obciążeniem, grozi to wyłączeniem urządzenia.

IR2153 ma własny wbudowany sterownik i po raz pierwszy uruchomiłem urządzenie z jego użyciem.
Oto jak to działa.
Sygnał bramki IRF840:

Sygnał bramki IRFP460:

Oscylogramy wyróżniają się bardzo gładkim frontem (wzrostem impulsu), prawda?
Nawet jeśli częstotliwość impulsów zostanie zmniejszona do 30 kHz, pozostają ogromne przeciągi z efektu Millera, te obecne szarpnięcia można podziwiać na oscylogramach.
Mimo to można usłyszeć, a raczej przeczytać, że tak to wszystko działa!! Można temu zaufać, obwód prawdopodobnie nie zapali się od razu, zwłaszcza na dużym grzejniku.

Sterownik jest bardzo słaby (200mA na impuls), przeznaczony do tranzystorów małej mocy, ponieważ jest to mikroukład do statecznika w lampach!
Zastosowany w tym projekcie sterownik wzmacniacza tranzystorowego znacznie poprawia sytuację.

Sygnał z wtórnikiem tranzystorowym:

Zewnętrzny sterownik zmniejsza efekt Millera, zwiększa wydajność urządzenia.
Wszystkie te przebiegi były z całkowicie pustym wyjściem półmostkowym, bez tłumików, nawet bez uzwojenia transformatora.
Teraz sygnały z obciążonych tranzystorów.
Obciążenie IRF840 200W (sygnał jest gładki, a tranzystory nie nagrzewają się zbytnio):

Transformator IRF840 10KV + lds

Kolejny moment, gdy podłączone jest przynajmniej uzwojenie pierwotne transformatora, tranzystory przestają się nagrzewać i szturchy Millera znikają wzdłuż frontu, znikają, ale Miller nigdzie nie znika, a tu znów się pojawia, teraz przez zanik puls, na oscylogramach z jednostki pod obciążeniem! Voila! Oczywiste jest, że nawet potężny zewnętrzny sterownik z trudem uchroni urządzenie przed pożarem. Potrzebny jest więc sterownik, aby poprawić niezawodność urządzenia.
Koszt danego sterownika to tylko 10% kosztu IR2153.

W trakcie rozbierania bloku zmontował kolejny sterownik, Millera miażdży jeszcze bardziej, mimo że tranzystory dalej te same, najwyraźniej ze względu na zwiększenie wzmocnienia kaskady, podczas testów po prostu przeciął istniejącą uszczelkę sterownika i przylutował tranzystor. Schemat i przebieg, blok na biegu jałowym:

Transformator(y).

Zasadniczo transformator impulsowy do obwodów przewodzenia nie różni się niczym od konwencjonalnego transformatora prądu zmiennego 50 Hz.
Na biegu jałowym prąd przepływający przez uzwojenie pierwotne, określony przez reaktancję indukcyjną, jest bardzo mały i powinien właśnie taki być.
Obciążony transformator przekształca rezystancję obciążenia podłączonego do uzwojenia wtórnego zgodnie z przekładnią (stosunek zwojów uzwojenia pierwotnego i wtórnego), a prąd w uzwojeniu pierwotnym jest określony przez przekształconą rezystancję obciążenia.

Grubość drutów zależy od maksymalnego prądu, a konstrukcja uzwojenia, w przypadku wielowarstwowego, wymaga grubszego drutu.
Rdzeń ze wzrostem częstotliwości lepiej przenosi energię, ale straty ponownego namagnesowania mogą w nim wzrosnąć, wraz ze spadkiem częstotliwości ferryt łatwiej wchodzi w nasycenie, co może spowodować gwałtowny spadek indukcyjności uzwojenia pierwotnego o tysiące razy i jednostka się pali.

Przykład transformatora "folk", na półmostek 50..60KHz.
Ferryt klasy 2000NMS, z transformatora liniowego TVS110pts15, uzwojenie pierwotne 150V - 30..40 zwojów drutu, wtórny jest obliczany na żądane napięcie, na podstawie wymaganego napięcia i współczynnika wolt / obrót w uzwojeniu pierwotnym.
Na przykład dla tego rdzenia:
Zasilanie stopnia wyjściowego to półmostek 310V, wtedy napięcie impulsów na uzwojeniu pierwotnym transformatora wynosi 150V
Uzwojenie pierwotne przy 150V - 30 zwojów (5V/obrót)
Uzwojenie wtórne przy 15V - 3 zwoje

Jeśli uzwojenie wtórne ma małą liczbę zwojów i słabe wypełnienie okna transformatora, można uzwojenie wtórne uzwojyć kilkoma równoległymi przewodami, które są następnie lutowane równolegle, dzięki czemu można zmniejszyć nagrzewanie się uzwojenia wtórnego i zwiększyć sprzężenie magnetyczne uzwojeń. Dla jednego takiego rdzenia przepustowość wynosi około 500 W, aw razie potrzeby rdzenie można łączyć równolegle, proporcjonalnie zmniejszając liczbę zwojów uzwojenia pierwotnego, więc dla dwóch rdzeni można wykonać 20 zwojów, dla trzech - 15 zwojów.

Konstrukcja takiego transformatora z pewnością nie jest optymalna, ale łatwo go wykonać w domu i nawijając uzwojenia pierwotne i wtórne po różnych stronach ferrytu, można uzyskać miękkie połączenie między uzwojeniami, co może uratować urządzenie w przypadku zwarcia w uzwojeniu wtórnym.

Transformator z tego projektu.
Rdzeń z 8 pierścieni TN2010-3E25, 5340nH (20,6x9,2x7,5mm)
Uzwojenie pierwotne 150V - 12 zwojów drutu w izolacji PVC
Uzwojenie wtórne - 1 obrót
Tutaj słabym ogniwem jest materiał rdzenia, odpowiedni tylko dla słabych pól magnetycznych, który może łatwo nasycić i spalić zasilacz. Ale w zasadzie projekt jest obiecujący dla amatorów, wybierz tylko inny materiał.

Mam nadzieję, że proponowany materiał pomoże zainteresowanym w podjęciu decyzji o niezbędnych obwodach do stworzenia urządzenia na ich potrzeby.
Eee..pamiętaj każde nieoczekiwane kichnięcie lub niewlutowana bramka tranzystora spowoduje natychmiastowe i bezlitosne PUSH, bo wszystkie węzły są połączone galwanicznie, nic nie zostanie zapisane.

Cześć wszystkim!

Tło:

Na stronie jest układ do wzmacniaczy częstotliwości audio (ULF) 125, 250, 500, 1000 watów, wybrałem opcję 500 watów, ponieważ oprócz elektroniki radiowej trochę też lubię muzykę i dlatego chciałem coś lepszego z ULF. Układ na TDA 7293 mi nie odpowiadał, więc zdecydowałem się na 500-watowe tranzystory polowe. Od początku prawie zmontowałem jeden kanał ULF, ale prace stanęły z różnych powodów (czas, pieniądze, niedostępność niektórych komponentów). W efekcie dokupiłem brakujące elementy i dokończyłem jeden kanał. Również po pewnym czasie skompletowałem drugi kanał, ustawiłem to wszystko i przetestowałem na zasilaczu z innego wzmacniacza, wszystko działało na najwyższym poziomie i jakość bardzo mi się podobała, nawet się tego nie spodziewałem bądź taki. Oddzielne, wielkie dzięki radioamatorom Borisowi, AndReasowi, nissanowi, którzy zbierali go cały czas do tej pory, pomagali w ustawianiu go i innych niuansach. Następnym punktem był zasilacz. Oczywiście chciałbym zrobić zasilacz na konwencjonalnym transformatorze, ale znowu wszystko zatrzymuje się na dostępności materiałów na transformator i ich kosztach. Dlatego zdecydowałem się jednak zatrzymać przy UPS.

Cóż, teraz o samym UPS:

Konfiguracja i pierwsze uruchomienie:

Wymiary po zmontowaniu UPS:

Wymiary między ramionami:
U in - 225 woltów, obciążenie - 100 watów, U out + - = 164 woltów
U in - 225 woltów, obciążenie - 500 watów, U out + - = 149 woltów
U in - 225 woltów, obciążenie - 834 watów, U out + - = 146 woltów

Oczywiście jest posiedzenie. Przy obciążeniu 834 watów przed prostownikiem wejściowym napięcie spada z 225 woltów do 220 woltów, po prostowniku spada aż o 20 woltów z 304 woltów do 284 woltów przy obciążeniu 834 watów. Ale w zasadzie zwis wyjściowy na każdym ramieniu wynosi 9 woltów, co w zasadzie jest dopuszczalne, ponieważ UPS nie jest ustabilizowany.

Dziękuję wszystkim za uwagę.

ZASILANIE IMPULSOWE Z WŁASNYMI RĘKAMI NA IR2153

Funkcjonalnie mikroukłady IR2153 różnią się tylko diodą zainstalowaną w obudowie planarnej.

Schemat funkcjonalny IR2153

Schemat funkcjonalny IR2153D

Na początek przyjrzyjmy się, jak działa sam mikroukład, i dopiero wtedy zdecydujemy, który zasilacz z niego zmontować. Najpierw przyjrzyjmy się, jak działa sam generator. Poniższy rysunek przedstawia fragment dzielnika rezystancyjnego, trzy wzmacniacze operacyjne i przerzutnik RS:

W początkowej chwili, gdy właśnie podano napięcie zasilania, kondensator C1 nie jest ładowany na wszystkich wejściach odwracających wzmacniacza operacyjnego, jest zero, a na nieodwracającym napięciu dodatnim generowanym przez dzielnik rezystancyjny. W rezultacie okazuje się, że napięcie na wejściach odwracających jest mniejsze niż na wejściach nieodwracających, a wszystkie trzy wzmacniacze operacyjne na swoich wyjściach wytwarzają napięcie zbliżone do napięcia zasilania, tj. jednostka dziennika.
Skoro wejście R (ustawienie zera) na wyzwalaczu jest odwrotne, to dla niego będzie to stan, w którym nie wpływa na stan wyzwalacza, ale na wejściu S będzie jeden log, który też ustawia zaloguj jeden na wyjściu wyzwalacza, a kondensator Ct przez rezystor R1 rozpocznie ładowanie. Na obrazie napięcie na Ct pokazane jako niebieska linia,czerwony - napięcie na wyjściu DA1, zielony - na wyjściu DA2, A różowy - na wyjściu wyzwalacza RS:

Gdy tylko napięcie w Ct przekroczy 5 V, na wyjściu DA2 powstaje log zero, a gdy kontynuując ładowanie Ct, napięcie osiągnie wartość nieco większą niż 10 woltów, log zero pojawi się na wyjściu DA2 DA1, co z kolei ustawi wyzwalacz RS na log zero. Od tego momentu Ct zacznie się rozładowywać, również przez rezystor R1, a gdy tylko napięcie na nim spadnie nieco poniżej ustawionej wartości 10 V, na wyjściu DA1 ponownie pojawi się jednostka log. Gdy napięcie na kondensatorze Ct spadnie poniżej 5 V, na wyjściu DA2 pojawi się jednostka log i przełączy przerzutnik RS do stanu jedynki, a Ct rozpocznie ponowne ładowanie. Oczywiście na odwróconym wyjściu RS przerzutnika napięcie będzie miało przeciwne wartości logiczne.
Tak więc na wyjściach wyzwalacza RS, przeciwnych w fazie, ale równych w czasie, powstają poziomy log jeden i zero:

Ponieważ czas trwania impulsów sterujących IR2153 zależy od szybkości ładowania-rozładowania kondensatora Ct, należy dokładnie zwrócić uwagę na wypłukanie płytki z topnika - nie powinno być żadnych wycieków ani z zacisków kondensatora, ani z obwodu drukowanego przewodniki płytki, ponieważ jest to obarczone namagnesowaniem rdzenia transformatora mocy i awarią tranzystorów mocy.
W mikroukładzie są jeszcze dwa moduły - WYKRYWANIE UV I LOGIK. Pierwszy z nich odpowiada za start-stop procesu generatora w zależności od napięcia zasilania, a drugi generuje impulsy CZAS ZGONU, które są niezbędne do wykluczenia prądu skrośnego stopnia mocy.
Następnie następuje rozdzielenie poziomów logicznych - jeden staje się górnym ramieniem sterującym półmostka, a drugi dolnym. Różnica polega na tym, że górne ramię sterowane jest dwoma tranzystorami polowymi, które z kolei sterują stopniem końcowym „oderwanym” od masy i „oderwanym” od napięcia zasilającego. Jeśli weźmiemy pod uwagę uproszczony schemat obwodu włączenia IR2153, okazuje się, że mniej więcej tak:

Piny 8, 7 i 6 układu IR2153 to odpowiednio wyjścia VB, HO i VS, tj. zasilacz sterowania po stronie wysokiego napięcia, wyjście końcowego stopnia sterowania po stronie wysokiego napięcia oraz przewód ujemny modułu sterującego po stronie wysokiego napięcia. Należy zwrócić uwagę na fakt, że w momencie załączenia na QRS przerzutnika występuje napięcie sterujące, a więc tranzystor mocy strony dolnej jest rozwarty. Przez diodę VD1 kondensator C3 jest ładowany, ponieważ jego dolne wyjście jest podłączone do wspólnego przewodu przez tranzystor VT2.
Gdy tylko wyzwalacz RS mikroukładu zmieni swój stan, VT2 zamyka się, a napięcie sterujące na pinie 7 IR2153 otwiera tranzystor VT1. W tym momencie napięcie na pinie 6 mikroukładu zaczyna rosnąć, a aby VT1 był otwarty, napięcie na jego bramce musi być większe niż na źródle. Ponieważ rezystancja otwartego tranzystora jest równa dziesiątym częściom oma, napięcie na jego drenie jest niewiele większe niż na źródle. Okazuje się, że utrzymanie tranzystora w stanie otwartym wymaga napięcia o co najmniej 5 woltów wyższego niż napięcie zasilania i tak naprawdę jest - kondensator C3 jest naładowany do 15 woltów i to on pozwala utrzymać VT1 w stanie stan otwarty, ponieważ zmagazynowana w nim energia w tej chwili jest napięciem zasilającym górne ramię stopnia okienkowego mikroukładu. Dioda VD1 w tym momencie nie pozwala na rozładowanie C3 do szyny zasilającej samego mikroukładu.
Gdy tylko impuls sterujący na pinie 7 się skończy, tranzystor VT1 zamyka się, a następnie otwiera się VT2, co ponownie ładuje kondensator C3 do napięcia 15 V.

Dość często amatorzy instalują kondensator elektrolityczny o pojemności od 10 do 100 mikrofaradów równolegle z kondensatorem C3, nawet nie zagłębiając się w potrzebę tego kondensatora. Faktem jest, że mikroukład może pracować przy częstotliwościach od 10 Hz do 300 kHz, a zapotrzebowanie na ten elektrolit jest istotne tylko do częstotliwości 10 kHz, a następnie, pod warunkiem, że kondensator elektrolityczny jest serii WL lub WZ, technologicznie mają mały ers i są lepiej znane jako kondensatory komputerowe z napisami złotą lub srebrną farbą:

W przypadku popularnych częstotliwości konwersji używanych do tworzenia zasilaczy impulsowych, częstotliwości są przyjmowane powyżej 40 kHz, a czasami dostosowywane do 60-80 kHz, więc znaczenie stosowania elektrolitu po prostu znika - nawet pojemność 0,22 uF już wystarczy, aby otworzyć i przytrzymaj tranzystor SPW47N60C3 w stanie otwartym, który ma pojemność bramki 6800 pF. Dla uspokojenia sumienia wstawiony jest kondensator 1 uF, a pomijając fakt, że IR2153 nie może bezpośrednio przełączać tak potężnych tranzystorów, to skumulowana energia kondensatora C3 wystarczy do wysterowania tranzystorów o pojemności bramki do 2000 pF, tj. wszystkie tranzystory o maksymalnym prądzie około 10 A (lista tranzystorów znajduje się poniżej w tabeli). Jeśli nadal masz wątpliwości, to zamiast zalecanego 1 uF użyj kondensatora ceramicznego 4,7 uF, ale to nie ma sensu:

Nie byłoby w porządku nie zauważyć, że układ IR2153 ma analogi, tj. mikroczipy o podobnej funkcjonalności. Są to IR2151 i IR2155. Dla jasności podsumujemy główne parametry w tabeli i dopiero wtedy ustalimy, który z nich lepiej gotować:

ŻETON	Maksymalne napięcie sterownika	Rozpocznij napięcie zasilania	Zatrzymaj napięcie zasilania	Maksymalny prąd do wysterowania bramek tranzystorów mocy / czas narastania	Maksymalny prąd rozładowania bramek tranzystorów mocy / czas opadania	Wewnętrzne napięcie Zenera
				100mA / 80...120nS	210 mA / 40...70 nS
				NIEOKREŚLONE / 80...150 nS	NIEOKREŚLONE / 45...100 nS
				210 mA / 80...120 nS	420 mA / 40...70 nS

Jak widać z tabeli, różnice między mikroukładami nie są bardzo duże - wszystkie trzy mają tę samą bocznikową diodę Zenera do zasilania, napięcia zasilania początkowego i końcowego dla wszystkich trzech są prawie takie same. Różnica polega tylko na maksymalnym prądzie stopnia końcowego, który określa, które tranzystory mocy i przy jakich częstotliwościach mogą sterować mikroukłady. Może się to wydawać dziwne, ale najbardziej przereklamowany IR2153 okazał się ani rybą, ani mięsem - nie ma znormalizowanego maksymalnego prądu ostatniego stopnia sterownika, a czas narastania i opadania jest nieco wydłużony. Różnią się też kosztem - IR2153 jest najtańszy, ale IR2155 jest najdroższy.
Częstotliwość generatora, jest to częstotliwość konwersji ( nie trzeba dzielić przez 2) dla IR2151 i IR2155 wyznaczają poniższe wzory, a częstotliwość IR2153 można wyznaczyć z wykresu:

Aby dowiedzieć się, które tranzystory mogą być sterowane przez mikroukłady IR2151, IR2153 i IR2155, należy znać parametry tych tranzystorów. Największym zainteresowaniem podczas dokowania mikroukładu i tranzystorów mocy jest energia bramki Qg, ponieważ to ona wpłynie na chwilowe wartości maksymalnego prądu sterowników mikroukładów, co oznacza, że \u200b\u200bwymagana jest tabela z parametrami tranzystora. Tutaj SPECJALNY należy zwrócić uwagę na producenta, ponieważ ten parametr różni się w zależności od producenta. Najwyraźniej widać to na przykładzie tranzystora IRFP450.
Doskonale rozumiem, że jak na jednorazową produkcję zasilacza, dziesięć, dwadzieścia tranzystorów to wciąż trochę za dużo, niemniej jednak wrzuciłem link do każdego rodzaju tranzystora - zwykle tam kupuję. Więc kliknij, zobacz ceny, porównaj ze sprzedażą detaliczną i prawdopodobieństwo zakupu lewaka. Oczywiście nie twierdzę, że Ali ma tylko uczciwych sprzedawców i wszystkie towary najwyższej jakości – oszustów jest pełno wszędzie. Jeśli jednak zamawia się tranzystory, które są produkowane bezpośrednio w Chinach, o wpadkę w gówno jest znacznie trudniej. I właśnie z tego powodu wolę tranzystory STP i STW, a nawet nie gardzę kupowaniem z demontażu, tj. GWIZD.

POPULARNE TRANZYSTORY DO ZASILANIA IMPULSOWEGO
NAZWA	NAPIĘCIE	MOC	POJEMNOŚĆ MIGAWKA	Qg (PRODUCENT)
SIEĆ (220 V)
				17...23nC ( Św)
				38...50nC ( Św)
				35...40nC ( Św)
				39...50nC ( Św)
				46nC ( Św)
				50...70nC ( Św)
				75nC( Św)
				84nC ( Św)


				65nC ( Św)



				46nC ( Św)
				50...70nC ( Św)
				75nC( Św)
				65nC ( Św)
STP20NM60FP				54nC ( Św)






				150nC (IR) 75nC( Św)



				150...200nC (IN)
				252...320nC (IN)
				87...117nC ( Św)

I g \u003d Q g / t na \u003d 63 x 10 -9 / 120 x 10 -9 \u003d 0,525 (A) (1)

Przy amplitudzie impulsów napięcia sterującego na bramce Ug = 15 V suma rezystancji wyjściowej sterownika i rezystancji rezystora ograniczającego nie powinna przekraczać:

Rmax = Ug / Ig = 15 / 0,525 = 29 (omów) (2)

Obliczamy wyjściową impedancję wyjściową stopnia sterownika dla układu IR2155:

R on \u003d U cc / I max \u003d 15V / 210mA \u003d 71,43 omów
R wył. \u003d U cc / I maks. \u003d 15 V / 420 mA \u003d 33,71 omów

Biorąc pod uwagę obliczoną wartość według wzoru (2) Rmax = 29 Ohm dochodzimy do wniosku, że przy zastosowaniu sterownika IR2155 nie jest możliwe uzyskanie zadanej prędkości tranzystora IRF840. Jeśli w obwodzie bramki jest zainstalowany rezystor Rg = 22 Ohm, czas włączenia tranzystora określamy w następujący sposób:

RE on = R on + R bramka, gdzie RE - całkowity opór, R R bramka - rezystancja zainstalowana w obwodzie bramki tranzystora mocy = 71,43 + 22 = 93,43 oma;
I on \u003d U g / RE on, gdzie I on to prąd otwarcia, U g - wartość napięcia sterującego bramką = 15 / 93,43 = 160mA;
t na \u003d Q g / I na \u003d 63 x 10-9 / 0,16 \u003d 392nS
Czas wyłączenia można obliczyć za pomocą tych samych wzorów:
RE off = R out + R bramka, gdzie RE - całkowity opór, R out - impedancja wyjściowa sterownika, R bramka - rezystancja zainstalowana w obwodzie bramki tranzystora mocy = 36,71 + 22 = 57,71 omów;
I off \u003d U g / RE off, gdzie I wyłączony - prąd otwarcia, u g - wartość napięcia sterującego bramką = 15 / 58 = 259mA;
t wyłączone \u003d Q g / I wyłączone \u003d 63 x 10-9 / 0,26 \u003d 242nS
Do uzyskanych wartości należy dodać czas własnego otwarcia - zamknięcia tranzystora, w wyniku czego czas rzeczywisty t NA wyniesie 392 + 40 = 432nS, a t wyłączony 242 + 80 = 322nS.
Teraz pozostaje upewnić się, że jeden tranzystor mocy ma czas na całkowite zamknięcie, zanim drugi zacznie się otwierać. Aby to zrobić, dodaj t włączać i wyłączać otrzymanie 432 + 322 = 754 nS, tj. 0,754µS. Po co to jest? Faktem jest, że każdy z mikroukładów, czy to IR2151, czy IR2153, czy IR2155, ma stałą wartość CZAS ZGONU, która wynosi 1,2 µS i nie zależy od częstotliwości oscylatora głównego. Arkusz danych wspomina, że Deadtime (typ.) wynosi 1,2 µs, ale jest też bardzo zawstydzająca liczba, z której wniosek sugeruje sam w sobie, że CZAS ZGONU wynosi 10% czasu trwania impulsu sterującego:

Aby rozwiać wątpliwości mikroukład został włączony i podłączono do niego dwukanałowy oscyloskop:

Zasilanie wynosiło 15 V, a częstotliwość 96 kHz. Jak widać na zdjęciu, przy przemiataniu 1 µS czas trwania przerwy jest nieco większy niż jedna działka, co dokładnie odpowiada około 1,2 µS. Następnie zmniejsz częstotliwość i zobacz:

Jak widać na zdjęciu przy 47kHz, czas pauzy właściwie się nie zmienił, stąd znak, że czas martwy (typ.) 1,2 µs jest prawdziwy.
Ponieważ mikroukład już działał, nie można było oprzeć się jeszcze jednemu eksperymentowi - zmniejszeniu napięcia zasilania, aby upewnić się, że częstotliwość generatora wzrosła. Rezultatem jest następujący obraz:

Jednak oczekiwania nie spełniły się – zamiast zwiększyć częstotliwość, zmniejszyła się, i to o niecałe 2%, co generalnie można pominąć i należy zauważyć, że układ IR2153 utrzymuje częstotliwość w miarę stabilnie – napięcie zasilania zmieniło się o ponad 30%. Należy również zauważyć, że czas pauzy nieznacznie się wydłużył. Fakt ten jest nieco przyjemny - wraz ze spadkiem napięcia sterującego czas otwarcia - nieznacznie zwiększa się zamykanie tranzystorów mocy i zwiększenie przerwy w tym przypadku będzie bardzo przydatne.
Stwierdzono również, że WYKRYWANIE UV doskonale radzi sobie ze swoją funkcją - przy dalszym spadku napięcia zasilania generator zatrzymał się, a wraz ze wzrostem mikroukład ponownie się uruchomił.
Wróćmy teraz do naszej matematyki, z której wynika, że przy rezystorach 22 Ohm zainstalowanych w bramkach czasy zamykania i otwierania wynoszą 0,754 µS dla tranzystora IRF840, czyli mniej niż przerwa 1,2 µS dana przez sam mikroukład.
Tak więc, z mikroukładem IR2155 przez rezystory 22 Ohm, może całkiem normalnie sterować IRF840, ale IR2151 najprawdopodobniej umrze przez długi czas, ponieważ do zamknięcia i otwarcia tranzystorów potrzebowaliśmy prądu odpowiednio 259 mA i 160 mA , a jego maksymalne wartości to 210 mA i 100 mA. Oczywiście można zwiększyć rezystancje instalowane w bramkach tranzystorów mocy, ale w tym przypadku istnieje ryzyko wyjścia poza CZAS ZGONU. Aby nie angażować się w wróżenie z fusów kawy, opracowano tabelę w programie EXCEL, którą możesz wziąć. Przyjmuje się, że napięcie zasilania mikroukładu wynosi 15 V.
Aby zredukować szum przełączania i nieznacznie skrócić czas zamykania tranzystorów mocy w zasilaczach impulsowych, albo tranzystor mocy jest bocznikowany za pomocą rezystora i kondensatora połączonych szeregowo, albo sam transformator mocy jest bocznikowany w tym samym obwodzie. Ten węzeł nazywa się tłumikiem. Rezystor obwodu tłumiącego dobiera się o wartości 5–10 razy większej niż rezystancja drenu - źródła tranzystora polowego w stanie otwartym. Pojemność kondensatora obwodu określa się na podstawie wyrażenia:
C \u003d tdt / 30 x R
gdzie tdt jest czasem przerwy w przełączaniu górnego i dolnego tranzystora. Opierając się na fakcie, że czas trwania stanu przejściowego równy 3RC powinien być 10 razy krótszy niż czas martwy tdt.
Tłumienie opóźnia momenty otwierania i zamykania tranzystora polowego w stosunku do spadków napięcia sterującego na jego bramce i zmniejsza szybkość zmian napięcia między drenem a bramką. W rezultacie wartości szczytowe impulsów prądowych są mniejsze, a czas ich trwania dłuższy. Niemal bez zmiany czasu włączenia układ tłumiący znacznie skraca czas wyłączania tranzystora polowego i ogranicza widmo generowanych zakłóceń radiowych.

Po uporządkowaniu teorii można przejść do praktycznych schematów.
Najprostszym obwodem zasilacza impulsowego IR2153 jest transformator elektroniczny z minimum funkcji:

W obwodzie nie ma żadnych dodatkowych funkcji, a wtórne bipolarne zasilanie tworzą dwa prostowniki z punktem środkowym i para podwójnych diod Schottky'ego. Pojemność kondensatora C3 jest określana na podstawie 1 mikrofarada pojemności na 1 W obciążenia. Kondensatory C7 i C8 mają jednakową pojemność i mieszczą się w zakresie od 1 uF do 2,2 uF. Moc zależy od użytego rdzenia oraz maksymalnego prądu tranzystorów mocy i teoretycznie może sięgać 1500 watów. Jednak to tylko TEORETYCZNIE , opierając się na fakcie, że do transformatora przyłożone jest napięcie 155 V AC, a maksymalny prąd STP10NK60Z osiąga 10 A. W praktyce we wszystkich datasheetach wskazywany jest spadek prądu maksymalnego w zależności od temperatury kryształu tranzystora, a dla tranzystora STP10NK60Z maksymalny prąd wynosi 10 A przy temperaturze kryształu 25 stopni Celsjusza. Przy temperaturze kryształu 100 stopni Celsjusza maksymalny prąd wynosi już 5,7 A i mówimy o temperaturze kryształu, a nie o kołnierzu radiatora, a tym bardziej o temperaturze radiatora.
Dlatego moc maksymalną należy dobrać na podstawie maksymalnego prądu tranzystora podzielonego przez 3, jeśli jest to zasilacz do wzmacniacza mocy i podzielonego przez 4, jeśli jest to zasilacz do stałego obciążenia, takiego jak żarówki.
Biorąc pod uwagę powyższe, otrzymujemy, że dla wzmacniacza mocy można uzyskać zasilacz impulsowy o mocy 10/3 = 3,3 A, 3,3 A x 155 V = 511 W. Przy stałym obciążeniu otrzymujemy zasilacz 10/4 = 2,5 A, 2,5 A x 155 V = 387 W. W obu przypadkach stosuje się 100% skuteczność, co nie zdarza się w naturze.. Ponadto, jeśli wyjdziemy z faktu, że 1 μF pierwotnej pojemności mocy na 1 W mocy obciążenia, to potrzebujemy kondensatora lub kondensatorów o pojemności 1500 μF, a taką pojemność trzeba już naładować poprzez miękki start systemy.
Zasilacz impulsowy z zabezpieczeniem przed przeciążeniem i miękkim startem dla zasilania wtórnego pokazano na poniższym schemacie:

Przede wszystkim zasilacz ten posiada zabezpieczenie przeciążeniowe wykonane na przekładniku prądowym. Szczegóły dotyczące obliczeń przekładnika prądowego można przeczytać. Jednak w zdecydowanej większości przypadków wystarczy pierścień ferrytowy o średnicy 12 ... 16 mm, na którym około 60 ... 80 zwojów jest nawiniętych na dwa druty. Średnica 0,1...0,15 mm. Następnie początek jednego uzwojenia jest połączony z końcami drugiego. To jest uzwojenie wtórne. Uzwojenie pierwotne zawiera jeden lub dwa, czasem wygodniejsze jest półtora obrotu.
Również w obwodzie zmniejsza się wartości rezystorów R4 i R6 w celu rozszerzenia zakresu pierwotnego napięcia zasilania (180 ... 240 V). Aby nie przeciążać diody Zenera zainstalowanej w mikroukładzie, obwód ma oddzielną diodę Zenera o mocy 1,3 W przy 15 V.
Dodatkowo w zasilaczu wprowadzono miękki start zasilania wtórnego, co umożliwiło zwiększenie pojemności filtrów zasilania wtórnego do 1000 μF przy napięciu wyjściowym ±80 V. Bez tego układu zasilacz poszedł w zabezpieczenie w momencie włączenia. Zasada działania zabezpieczenia opiera się na działaniu IR2153 ze zwiększoną częstotliwością w momencie załączenia. Powoduje to straty w transformatorze i nie jest on w stanie dostarczyć maksymalnej mocy do obciążenia. Gdy tylko generacja przez dzielnik R8-R9, napięcie dostarczane do transformatora wchodzi do detektora VD5 i VD7 i rozpoczyna się ładowanie kondensatora C7. Gdy tylko napięcie stanie się wystarczające do otwarcia VT1, C3 jest podłączony do łańcucha ustawiania częstotliwości mikroukładu i mikroukład osiąga częstotliwość roboczą.
Wprowadzono również dodatkowe indukcyjności dla napięcia pierwotnego i wtórnego. Pierwotna indukcyjność zasilania zmniejsza zakłócenia generowane przez zasilacz i trafia do sieci 220V, a wtórna redukuje tętnienia RF przy obciążeniu.
W tej wersji dostępne są jeszcze dwa dodatkowe zasilacze wtórne. Pierwszy przeznaczony jest do zasilania 12-woltowej chłodnicy komputera, a drugi do zasilania wstępnych stopni wzmacniacza mocy.
Innym podwariantem obwodu jest zasilacz impulsowy z jednobiegunowym napięciem wyjściowym:

Oczywiście uzwojenie wtórne liczy na potrzebne napięcie. Zasilacz można wlutować na tej samej płytce bez elementów montażowych, których nie ma na schemacie.

Kolejna wersja zasilacza impulsowego jest w stanie dostarczyć do obciążenia około 1500 W i zawiera układy miękkiego startu zarówno dla zasilania pierwotnego, jak i wtórnego, posiada zabezpieczenie przeciążeniowe oraz napięcie dla wymuszonego chłodzenia chłodnicy. Problem sterowania potężnymi tranzystorami mocy rozwiązuje się za pomocą wtórników emiterów na tranzystorach VT1 i VT2, które rozładowują przez siebie pojemność bramki potężnych tranzystorów:

Takie wymuszenie zwarcia tranzystorów mocy pozwala na zastosowanie całkiem mocnych instancji, jak IRFPS37N50A, SPW35N60C3, nie mówiąc już o IRFP360 i IRFP460.
W momencie włączenia napięcie do mostka diodowego mocy pierwotnej jest dostarczane przez rezystor R1, ponieważ styki przekaźnika K1 są otwarte. Ponadto napięcie przez R5 jest dostarczane do mikroukładu, a przez R11 i R12 do wyjścia uzwojenia przekaźnika. Jednak napięcie rośnie stopniowo - C10 to dość duża pojemność. Z drugiego uzwojenia przekaźnika napięcie jest dostarczane do diody Zenera i tyrystora VS2. Gdy tylko napięcie osiągnie 13 V, wystarczy już otworzyć VS2 po przejściu 12-woltowej diody Zenera. Należy tutaj przypomnieć, że IR2155 startuje przy napięciu zasilania około 9 V, dlatego w momencie otwarcia VS2 przez IR2155 będzie już generował impulsy sterujące, tylko one wejdą do uzwojenia pierwotnego przez rezystor R17 i kondensator C14, ponieważ druga grupa styków przekaźnika K1 jest również rozwarta. To znacznie ograniczy prąd ładowania kondensatorów wtórnego filtra mocy. Gdy tylko tyrystor VS2 otworzy się, napięcie zostanie przyłożone do uzwojenia przekaźnika i obie grupy styków zostaną zamknięte. Pierwszy bocznikuje rezystor ograniczający prąd R1, a drugi bocznikuje R17 i C14.
Transformator mocy posiada uzwojenie serwisowe oraz prostownik oparty na diodach VD10 i VD11, z którego będzie zasilany przekaźnik, a także dodatkowe zasilanie mikroukładu. R14 służy do ograniczenia prądu wymuszonego wentylatora chłodzącego.
Używane tyrystory VS1 i VS2 - MCR100-8 lub podobne w obudowie TO-92
Cóż, na końcu tej strony inny obwód jest na tym samym IR2155, ale tym razem będzie działał jako regulator napięcia:

Podobnie jak w poprzedniej wersji, tranzystory mocy są zamknięte bipolarnymi VT4 i VT5. Obwód jest wyposażony w miękki start napięcia wtórnego na VT1. Start odbywa się z sieci pokładowej pojazdu, a następnie zasilanie jest dostarczane stabilizowanym napięciem 15 V, zasilanym przez diody VD8, VD9, rezystor R10 i diodę Zenera VD6.
W tym schemacie jest jeszcze jeden dość interesujący element - tC. Jest to zabezpieczenie przed przegrzaniem radiatora, które może być używane z prawie każdym falownikiem. Nie udało się znaleźć jednoznacznej nazwy, u zwykłych ludzi jest to samoresetujący się bezpiecznik termiczny, w cennikach ma zwykle oznaczenie KSD301. Jest stosowany w wielu domowych urządzeniach elektrycznych jako element ochronny lub regulujący temperaturę, ponieważ są one produkowane z różnymi temperaturami reakcji. Bezpiecznik wygląda tak:

Gdy tylko temperatura radiatora osiągnie granicę wyłączania bezpiecznika, napięcie sterujące z punktu REM zostanie usunięte, a falownik się wyłączy. Po spadku temperatury o 5-10 stopni bezpiecznik zostanie przywrócony i podane zostanie napięcie sterujące, a przetwornica uruchomi się ponownie. Ten sam bezpiecznik termiczny, studnię lub przekaźnik termiczny można zastosować również w zasilaczach sieciowych kontrolując temperaturę grzejnika i wyłączając zasilanie, najlepiej niskonapięciowe, idące do mikroukładu - w ten sposób przekaźnik termiczny będzie działał dłużej . Możesz kupić KSD301.
VD4, VD5 - szybkie diody z serii SF16, HER106 itp.
Zabezpieczenie przed przeciążeniem można wprowadzić do obwodu, ale podczas jego opracowywania główny nacisk położono na miniaturyzację - nawet węzeł softstartu był dużym pytaniem.
Wytwarzanie części uzwojeń i płytek drukowanych opisano na kolejnych stronach artykułu.

Cóż, w końcu kilka obwodów zasilaczy impulsowych znalezionych w Internecie.
Schemat nr 6 pochodzi ze strony internetowej SOLDERING IRON:

W następnym zasilaczu na samotaktowanym sterowniku IR2153 pojemność kondensatora wspomagającego jest zmniejszona do minimalnej wystarczającej wartości 0,22 mikrofaradów (C10). Mikroukład jest zasilany ze sztucznego punktu środkowego transformatora mocy, co nie jest ważne. Nie ma zabezpieczenia przeciążeniowego, kształt napięcia dostarczanego do transformatora jest nieznacznie korygowany przez indukcyjność L1:

Wybierając schematy do tego artykułu natknąłem się na ten. Pomysł polega na użyciu dwóch IR2153 w konwerterze mostkowym. Pomysł autora jest całkiem zrozumiały - wyjście RS wyzwalacza jest podawane na wejście Ct i, logicznie rzecz biorąc, na wyjściach mikroukładu podrzędnego powinny powstawać impulsy sterujące przeciwne w fazie.
Pomysł zaintrygował i przeprowadzono eksperyment badawczy na temat testowania zdolności do pracy. Nie udało się uzyskać stabilnych impulsów sterujących na wyjściach IC2 - albo pracował górny sterownik, albo dolny. Dodatkowo faza pauzy CZAS ZGONU, na jednym chipie względem drugiego, co znacznie obniży wydajność i z pomysłu trzeba było zrezygnować.

Charakterystyczną cechą następnego zasilacza na IR2153 jest to, że jeśli działa, to ta praca jest podobna do beczki prochu. Przede wszystkim w oko wpadło mi dodatkowe uzwojenie na transformatorze zasilającym do zasilania samego IR2153. Jednak po diodach D3 i D6 nie ma rezystora ograniczającego prąd, co oznacza, że \u200b\u200bpiętnastowoltowa dioda Zenera wewnątrz mikroukładu będzie BARDZO mocno obciążona. Co się stanie, gdy się przegrzeje i dojdzie do przegrzania, można się tylko domyślać.
Zabezpieczenie przed przeciążeniem na VT3 bocznikuje kondensator ustawiający czas C13, co jest całkiem do przyjęcia.

Ostatni akceptowalny obwód zasilania w IR2153 nie jest niczym wyjątkowym. To prawda, że \u200b\u200bautor z jakiegoś powodu zbytnio zmniejszył rezystancję rezystorów w bramkach tranzystorów mocy i zainstalował diody Zenera D2 i D3, których cel nie jest bardzo jasny. Ponadto pojemność C11 jest zbyt mała, chociaż możliwe, że mówimy o przetwornicy rezonansowej.

Istnieje jeszcze jedna opcja zasilacza impulsowego wykorzystującego IR2155 i służąca do sterowania przetwornicą mostkową. Ale tam mikroukład steruje tranzystorami mocy przez dodatkowy sterownik i transformator dopasowujący, a mówimy o indukcyjnym topieniu metali, więc ta opcja zasługuje na osobną stronę i każdy, kto rozumie przynajmniej połowę tego, co czyta, powinien przejść do strona z płytkami drukowanymi.

INSTRUKCJE WIDEO DO SAMODZIELNEGO MONTAŻU
ZASILACZ IMPULSOWY NA PODSTAWIE IR2153 LUB IR2155

Kilka słów o produkcji transformatorów impulsowych:

Jak określić liczbę zwojów bez znajomości marki ferrytu:

Stateczniki elektroniczne. Prosty statecznik elektroniczny na chipie IR2153

Rozważ prosty obwód statecznika elektronicznego oparty na mikroukładzie IR2153 (IR2151), pokazany na ryc. 3.14. Główne parametry IR2153 Czy:

maksymalne napięcie na zacisku VB względem wspólnego przewodu wynosi 600 V;
napięcie zasilania (Vcc) - 15 V;
prąd zużycia (I cc) - 5 mA;
maksymalny prąd sterujący I o -+100 mA / -210 mA;
czas włączenia (t op) - 80 ns;
czas wyłączenia (t off) - 40 ns;
przerwa przełączania (opóźnienie) -1,2 µs.

Ryż. 3.14. Schemat strukturalny IC IR2153

Schemat ideowy statecznika elektronicznego, wykonany na bazie IR2153, pokazano na ryc. 3.15.

IR2153 to sterownik tranzystora polowego z izolowaną bramką (MOSFET) dużej mocy z wewnętrznym oscylatorem. Jest to dokładna kopia generatora zastosowanego w zegarze serii 555, krajowym analogiem jest KR1006VI1. Działa bezpośrednio z szyny DC przez rezystor gaszący R1.

Wewnętrzna regulacja napięcia zapobiega przekroczeniu przez Vcc wartości 15,6 V. Blokada podnapięciowa blokuje oba wyjścia napędu bramki VT1 i VT2, gdy Vcc spadnie poniżej 9 V.

DA1 posiada dwa wyjścia sterujące:

opuść 5, aby kontrolować VT2;
górne wyjście 7 do sterowania VT1, „pływające”, ponieważ układ kształtowania impulsów do sterowania tranzystorem polowym VT1 jest zasilany z pływającego źródła zasilania, które jest utworzone przez elementy VD2, C7).

Ryż. 3.15. Schemat ideowy statecznika elektronicznego opartego na IR2153

Podczas zarządzania klawiszami zasilania(VT1, VT2), układ IR2151 zapewnia opóźnienie przełączania 1,2 µs, aby zapobiec sytuacji, w której tranzystory VT1 i VT2 są jednocześnie otwarte i przepływa przez nie prąd, co natychmiast wyłącza oba tranzystory.

Statecznik ten przeznaczony jest do zasilania jednej lub dwóch lamp o mocy 40 (36) W (prąd lampy - 0,43 A) z sieci prądu przemiennego 220 V 50 Hz. W przypadku zastosowania dwóch lamp o mocy 40 W konieczne jest dodanie elementów oznaczonych linią przerywaną (EL2, L3, C11, RK3). Należy zaznaczyć, że dla stabilnej pracy wartości elementów w gałęziach równoległych muszą być równe (L3, C11 \u003d L2, C10), a długość przewodów doprowadzanych do lamp musi być taka sama.

Rada. W przypadku stosowania jednego zasilacza dla dwóch lamp, preferowane jest stosowanie podgrzewania częstotliwościowego elektrod (bez pozystorów). Ta metoda zostanie omówiona poniżej (przy opisie statecznika elektronicznego na chipie IR53HD420).

W przypadku stosowania lamp o innej mocy (18-30 W) należy zmienić wartości L2 \u003d 1,8-1,5 mH (odpowiednio); przy stosowaniu lamp o mocy 60-80 W - L2 \u003d 1-0,85 mH, a R2 - od warunku spełnienia F g ~ F b (wzory do obliczania tych częstotliwości podano poniżej).

Napięcie sieciowe 220 V jest dostarczane do filtr sieciowy(filtr kompatybilności elektromagnetycznej) utworzony przez elementy C1, L1, C2, C3. Konieczność jego stosowania wynika z faktu, że kluczowe konwertery są źródłem zakłóceń elektromagnetycznych o częstotliwości radiowej, które przewody sieciowe promieniują w otaczającą przestrzeń jak anteny.

Obowiązujące normy rosyjskie i zagraniczne regulują poziomy zakłóceń radiowych generowanych przez te urządzenia. Dobre wyniki dają dwusekcyjne filtry LC i ekranowanie całej struktury.

Na wejściu filtra sieciowego znajduje się tradycyjny układ zabezpieczający przed przepięciami sieciowymi i szumami impulsowymi, składający się z warystora RU1 i bezpiecznika FU1. Termistor RK1 o ujemnym współczynniku temperaturowym (NTC) ogranicza skok prądu wejściowego spowodowany ładunkiem filtra pojemnościowego C4 na wejściu falownika, gdy statecznik elektroniczny jest podłączony do sieci.

Ponadto napięcie sieciowe jest prostowane przez mostek diodowy VD1 i wygładzane przez kondensatory C4. Łańcuch R1C5 zasila układ DAI - IR2153. Częstotliwość wewnętrznego oscylatora FT mikroukładu jest ustalana przez elementy R2 = 15 kOhm; C6 \u003d 1 nF zgodnie ze wzorem

Częstotliwość rezonansowa obwodu statecznika F6 jest ustalana przez elementy L2 = 1,24 mH; C10 = 10 nF zgodnie ze wzorem

Aby zapewnić dobry rezonans, wymagany jest następujący warunek: częstotliwość wewnętrznego generatora powinna być w przybliżeniu równa częstotliwości rezonansowej obwodu statecznika, tj. Fg ~ Fb.

Konstrukcja i detale. Induktor filtra sieciowego L1 jest uzwojony na pierścieniu ferrytowym K32x20x6 M2000NM z dwużyłowym przewodem sieciowym, aż do całkowitego wypełnienia okna. Istnieje możliwość wymiany dławika z zasilacza PFP telewizora, magnetowidu, komputera.

Dobre wyniki tłumienia szumów zapewniają wyspecjalizowane filtry EPCOS: B8414-D-B30; B8410-B-A14.

Cewka statecznika elektronicznego L2 wykonana jest na rdzeniu magnetycznym w kształcie litery W, wykonanym z ferrytu M2000NM. Rozmiar rdzenia Ш5х5 ze szczeliną 8 = 0,4 mm. Wielkość szczeliny w naszym przypadku to grubość uszczelki między stykającymi się powierzchniami połówek obwodu magnetycznego. Istnieje możliwość wymiany obwodu magnetycznego na Sh6x6 ze szczeliną δ = 0,5 mm; Ш7х7 z przerwą

δ = 0,8 mm.

Aby zrobić lukę konieczne jest ułożenie uszczelek z materiału niemagnetycznego (niefoliowane włókno szklane lub getinax) o odpowiedniej grubości pomiędzy współpracującymi powierzchniami połówek obwodu magnetycznego i zamocowanie za pomocą kleju epoksydowego.

Wartość indukcyjności cewki indukcyjnej (przy stałej liczbie zwojów) zależy od wartości przerwy niemagnetycznej. Wraz ze spadkiem szczeliny indukcyjność wzrasta, wraz ze wzrostem maleje. Zmniejszanie szczeliny nie jest zalecane, ponieważ prowadzi to do nasycenia rdzenia.

Kiedy rdzeń jest nasycony, jego względna przenikalność magnetyczna gwałtownie spada, co pociąga za sobą proporcjonalny spadek indukcyjności. Spadek indukcyjności powoduje przyspieszony wzrost prądu płynącego przez cewkę indukcyjną i jej nagrzewanie. Wzrasta również prąd przepływający przez LL, co negatywnie wpływa na jego żywotność. Gwałtownie narastający prąd płynący przez cewkę indukcyjną powoduje również udarowe przeciążenia prądowe wyłączników mocy VT1, VT2, zwiększone straty rezystancyjne w wyłącznikach, ich przegrzewanie się i przedwczesną awarię.

Uzwojenie L2- 143 zwoje drutu PEV-2 o średnicy 0,25 mm. Izolacja międzywarstwowa - płótno lakierowane. Uzwojenie - skręć w skręcie. Główne wymiary rdzenia w kształcie litery W c (składają się z dwóch identycznych rdzeni w kształcie litery W) z ferrytów magnetycznie miękkich (zgodnie z GOST 18614-79) podano w tabeli. 3.2.

Tabela 3.2. Główne wymiary rdzeni w kształcie litery W

Tranzystory VT1, VT2 - IRF720, tranzystory polowe z izolowaną bramką dużej mocy. MOSFET to półprzewodnikowy tranzystor polowy z tlenkiem metalu; w wersji domowej tranzystory MOSFET są tranzystorami polowymi o strukturze metal-tlenek-półprzewodnik.

Rozważ ich parametry:

odpływ (ID) - 3,3 A;
pulsacyjny prąd spustowy (I DM) -13 A;
maksymalne napięcie dren-źródło (V DS) - 400 V;
maksymalne rozproszenie mocy (PD) - 50 W;
zakres temperatur pracy (Tj) - od -55 do +150 °С;
rezystancja otwarta -1,8 oma;
całkowity ładunek bramki (Q G) - 20 nC;
pojemność wejściowa (C ISS) - 410 pF.

Przy wyborze i wymianie tranzystorów(porównanie w tabeli 3.3) dla stateczników elektronicznych należy pamiętaćże dziś liczba firm produkujących tranzystory polowe jest dość duża (IR, STMicro, Toshiba, Fairchild, Infineon itp.). Asortyment tranzystorów stale się poszerza, pojawiają się bardziej zaawansowane o ulepszonych właściwościach. Parametry, na które należy zwrócić szczególną uwagę:

dren prądu stałego (ID);
maksymalne napięcie dren-źródło (VDS);
otwarta rezystancja, RDS(on);
całkowity ładunek bramki (QG);
Pojemność wejściowa CISS.

Możliwy zamienniki tranzystorów do stateczników elektronicznych: IRF730, IRF820, IRFBC30A (międzynarodowy prostownik); STP4NC50, STP4NB50, STP6NC50, STP6NB50 (STMicroelectronics); tranzystory polowe firmy Infineon (http://www.infineon.com) z serii LightMos, CoolMOS, SPD03N60C3, ILD03E60, STP03NK60Z; PHX3N50E firmy PHILIPS itp.

Tranzystory zamontowano na małych radiatorach płytkowych. Długość przewodów między wyjściami sterownika 5, 7, rezystorami w obwodach bramkowych R3, R4 oraz bramkami tranzystorów polowych musi być minimalna.

Tabela 3.3. Tabela porównawcza z parametrami niektórych tranzystorów do stateczników elektronicznych

Ryż. 3.16. Główne wymiary rdzenia (zgodnie z tabelą 3.2)

Mostek diodowy VD1 - importowany RS207; dopuszczalny prąd przewodzenia 2 A; napięcie wsteczne 1000 V. Można zastąpić czterema diodami o odpowiednich parametrach.

Dioda klasy VD2 ultraszybka (superszybka) - napięcie wsteczne co najmniej 400 V; dopuszczalny prąd stały stały - 1 A; czas odzyskiwania wstecznego - 35 ns. Pasuje do 11DF4, BYV26B/C/D, HER156, HER157, HER105-HER108, HER205-HER208, SF18, SF28, SF106-SF109, BYT1-600. Ta dioda powinna znajdować się jak najbliżej chipa.

Chip DAI - IR2153, jest wymienny z IR2152, IR2151, IR2153D, IR21531, IR2154, IR2155, L6569, MC2151, MPIC2151. Podczas korzystania z IR2153D dioda VD2 nie jest wymagana, ponieważ jest zainstalowana wewnątrz mikroukładu.

Rezystory R1-R5 - OMLT lub MLT.

Kondensatory C1-SZ - K73-17 do 630 V; C4 - elektrolityczny (importowany) na napięcie znamionowe co najmniej 350 V; C5 - elektrolityczny na 25 V; C6 - ceramiczny na 50 V; C7 - ceramiczny lub K73-17 na napięcie co najmniej 60 V; C8, C9 - K73-17 dla 400 V; SU - polipropylen K78-2 za 1600 6.

Warystor RU1 firmy EPCOS - S14K275, S20K275, zastąp TVR (FNR) 14431, TVR (FNR) 20431 lub krajowy CH2-1a-430 V.

Termistor (termistor) RK1 o ujemnym współczynniku temperaturowym (NTC - Negative Temperature Coefficient) - SCK 105 (10 Ohm, 5 A) lub EPCOS - B57234-S10-M, B57364-S100-M.

Termistor można zastąpić rezystorem drutowym 4,7 oma o mocy 3-5 watów.

Pozystor RK2 to termistor PTC (dodatni współczynnik temperaturowy) o dodatnim współczynniku temperaturowym. Twórcy IR2153 zalecają stosowanie pozystora firmy Vishay Cera-Mite - 307C1260. Jego Ustawienia główne:

rezystancja nominalna przy +25 °С - 850 Ohm;
chwilowe (maksymalne dopuszczalne) napięcie skuteczne przyłożone do pozystora, gdy lampa jest zapalona - 520 V;
stałe (maksymalne dopuszczalne) napięcie skuteczne przyłożone do pozystora podczas normalnej pracy lampy, -175 V;
maksymalny dopuszczalny prąd przełączania (przeprowadzający pozystor w stan wysokiej rezystancji) -190 mA;
średnica pozystora wynosi 7 mm.

Możliwym zamiennikiem pozystora RK2 są pozystory impulsowe EPCOS (liczba cykli przełączania to 50000-100000): B59339-A1801-P20, B59339-A1501-P20, B59320-J120-A20, B59339-A1321-P20.

Pozystory o wymaganych parametrach w ilości wystarczającej dla ośmiu stateczników elektronicznych można wykonać z szeroko stosowanego tezystora ST15-2-220 z układu rozmagnesowania telewizora ZUSCT. Po zdemontowaniu plastikowej obudowy wyjmuje się dwie „tabletki”. Za pomocą pilnika diamentowego na każdym z nich wykonuje się dwa nacięcia poprzeczne, jak pokazano na ryc. 3.17 i podziel go na cztery części wzdłuż nacięć.

Rada. Bardzo trudno jest przylutować wyprowadzenia do metalizowanych powierzchni wykonanego w ten sposób pozystora. Dlatego, jak pokazano na rys. 3.18, wykonać prostokątny otwór w płytce drukowanej (poz. 3) i zacisnąć fragment „tabletki” (poz. 1) pomiędzy stykami elastycznymi (poz. 2) przylutowanymi do przewodów drukowanych. Wybierając rozmiar fragmentu, można osiągnąć pożądany czas nagrzewania się lampy.

Ryż. 3.17. Pozystor „tabletowy” z wycięciami

Ryż. 3.18. Montaż domowego pozystora na płytce

Rada. Jeśli świetlówka ma być używana w rzadkim trybie włącz-wyłącz, to pozystor można wykluczyć.

Ustawienie. Rozrzut parametrów elementów C6, L2, SU może wymagać regulacji częstotliwości sterownika. Równość częstotliwości głównego oscylatora mikroukładu IR2153 z częstotliwością rezonansową obwodu L2C10 najłatwiej osiągnąć, wybierając rezystor nastawczy częstotliwości R2. Aby to zrobić, wygodnie jest tymczasowo zastąpić go parą połączonych szeregowo rezystorów: stałym (10-12 kOhm) i trymerem (10-15 kOhm). Kryterium prawidłowego ustawienia jest niezawodny rozruch (zapłon) i stabilne spalanie lampy.

Statecznik montowany jest na płytce drukowanej wykonanej z folii z włókna szklanego i umieszczony w aluminiowej obudowie ekranującej. Płytkę drukowaną i rozmieszczenie elementów pokazano na rys. 3.19.

Ryż. 3.19. Płytka drukowana i układ elementów

A więc pierwszy zasilacz, nazwijmy go „wysokonapięciowy”:

Drugi zasilacz, warunkowo nazwiemy go „UPS z własnym zasilaniem”:

Zasilacz numer trzy, nazwijmy go „potężny na tranzystorach 460x” lub po prostu „potężny 460”:

A ostatnim impulsem na dziś jest „zasilacz impulsowy do żarówek”, warunkowo tak to nazwiemy.

ZASILANIE IMPULSOWE Z WŁASNYMI RĘKAMI NA IR2153

Funkcjonalnie mikroukłady IR2153 różnią się tylko diodą zainstalowaną w obudowie planarnej.

Schemat funkcjonalny IR2153

Schemat funkcjonalny IR2153D

ŻETON	Maksymalne napięcie sterownika	Rozpocznij napięcie zasilania	Zatrzymaj napięcie zasilania	Maksymalny prąd do wysterowania bramek tranzystorów mocy / czas narastania	Maksymalny prąd rozładowania bramek tranzystorów mocy / czas opadania	Wewnętrzne napięcie Zenera
				100mA / 80...120nS	210 mA / 40...70 nS
				NIEOKREŚLONE / 80...150 nS	NIEOKREŚLONE / 45...100 nS
				210 mA / 80...120 nS	420 mA / 40...70 nS

POPULARNE TRANZYSTORY DO ZASILANIA IMPULSOWEGO
NAZWA	NAPIĘCIE	MOC	POJEMNOŚĆ MIGAWKA	Qg (PRODUCENT)
SIEĆ (220 V)
				17...23nC ( Św)
				38...50nC ( Św)
				35...40nC ( Św)
				39...50nC ( Św)
				46nC ( Św)
				50...70nC ( Św)
				75nC( Św)
				84nC ( Św)


				65nC ( Św)



				46nC ( Św)
				50...70nC ( Św)
				75nC( Św)
				65nC ( Św)
STP20NM60FP				54nC ( Św)






				150nC (IR) 75nC( Św)



				150...200nC (IN)
				252...320nC (IN)
				87...117nC ( Św)

I g \u003d Q g / t na \u003d 63 x 10 -9 / 120 x 10 -9 \u003d 0,525 (A) (1)

Przy amplitudzie impulsów napięcia sterującego na bramce Ug = 15 V suma rezystancji wyjściowej sterownika i rezystancji rezystora ograniczającego nie powinna przekraczać:

Rmax = Ug / Ig = 15 / 0,525 = 29 (omów) (2)

Obliczamy wyjściową impedancję wyjściową stopnia sterownika dla układu IR2155:

R on \u003d U cc / I max \u003d 15V / 210mA \u003d 71,43 omów
R wył. \u003d U cc / I maks. \u003d 15 V / 420 mA \u003d 33,71 omów

Aby rozwiać wątpliwości mikroukład został włączony i podłączono do niego dwukanałowy oscyloskop:

Po uporządkowaniu teorii można przejść do praktycznych schematów.
Najprostszym obwodem zasilacza impulsowego IR2153 jest transformator elektroniczny z minimum funkcji:

W obwodzie nie ma żadnych dodatkowych funkcji, a wtórne bipolarne zasilanie tworzą dwa prostowniki z punktem środkowym i para podwójnych diod Schottky'ego. Pojemność kondensatora C3 jest określana na podstawie 1 mikrofarada pojemności na 1 W obciążenia. Kondensatory C7 i C8 mają jednakową pojemność i mieszczą się w zakresie od 1 uF do 2,2 uF. Moc zależy od użytego rdzenia oraz maksymalnego prądu tranzystorów mocy i teoretycznie może sięgać 1500 watów. Jednak to tylko TEORETYCZNIE , zakładając, że do transformatora przyłożone jest napięcie 155 VAC, a maksymalny prąd STP10NK60Z osiąga 10A. W praktyce we wszystkich datasheetach wskazywany jest spadek prądu maksymalnego w zależności od temperatury kryształu tranzystora, a dla tranzystora STP10NK60Z maksymalny prąd wynosi 10 A przy temperaturze kryształu 25 stopni Celsjusza. Przy temperaturze kryształu 100 stopni Celsjusza maksymalny prąd wynosi już 5,7 A i mówimy o temperaturze kryształu, a nie o kołnierzu radiatora, a tym bardziej o temperaturze radiatora.
Dlatego moc maksymalną należy dobrać na podstawie maksymalnego prądu tranzystora podzielonego przez 3, jeśli jest to zasilacz do wzmacniacza mocy i podzielonego przez 4, jeśli jest to zasilacz do stałego obciążenia, takiego jak żarówki.
Biorąc pod uwagę powyższe, otrzymujemy, że dla wzmacniacza mocy można uzyskać zasilacz impulsowy o mocy 10/3 \u003d 3,3 A, 3,3 A x 155 V \u003d 511 W. Dla stałego obciążenia otrzymujemy zasilacz 10/4 \u003d 2,5 A, 2,5 A x 155 V \u003d 387 W. W obu przypadkach stosuje się 100% skuteczność, co nie zdarza się w naturze.. Ponadto, jeśli wyjdziemy z faktu, że 1 μF pierwotnej pojemności mocy na 1 W mocy obciążenia, to potrzebujemy kondensatora lub kondensatorów o pojemności 1500 μF, a taką pojemność trzeba już naładować poprzez miękki start systemy.
Zasilacz impulsowy z zabezpieczeniem przed przeciążeniem i miękkim startem dla zasilania wtórnego pokazano na poniższym schemacie:

Oczywiście uzwojenie wtórne liczy na potrzebne napięcie. Zasilacz można wlutować na tej samej płytce bez elementów montażowych, których nie ma na schemacie.

Cóż, w końcu kilka obwodów zasilaczy impulsowych znalezionych w Internecie.
Schemat nr 6 pochodzi ze strony internetowej SOLDERING IRON:

INSTRUKCJE WIDEO DO SAMODZIELNEGO MONTAŻU
ZASILACZ IMPULSOWY NA PODSTAWIE IR2153 LUB IR2155

Kilka słów o produkcji transformatorów impulsowych:

Jak określić liczbę zwojów bez znajomości marki ferrytu:

Również w temacie

Ruch protestacyjny niszczycieli samochodów

Największe korporacje na świecie

Shell - historia marki Royal Dutch Shell Company

Media wymieniły największych beneficjentów „mołdawskiego schematu” wypłaty pieniędzy z Rosji

Rosyjskie karabiny snajperskie dużego kalibru dodatkowe cechy konstrukcyjne osv 96