Rozważany dziś mikroukład to regulowany konwerter napięcia DC-DC lub po prostu regulowany regulator prądu obniżający napięcie 40 woltów na wejściu i od 1,2 do 35 V na wyjściu. LM2576 wymaga mocy wejściowej około 40-50 VDC. Ponieważ może obsługiwać prądy do 3 amperów, LM2576 działa jako regulator przełączający zdolny do napędzania obciążenia 3 amperów przy minimalnej liczbie komponentów i małym radiatorze. Cena chipa LM2576 wynosi około 140 rubli.

Schemat ideowy stabilizatora

Funkcje obwodu

• Wyjściowe napięcie regulowane 1,2 - 35 V i niskie tętnienia
• Potencjometr do płynnej regulacji napięcia wyjściowego
• Na płytce znajduje się mostek prostowniczy AC
• Wskaźnik LED mocy wejściowej
• Wymiary PCB 70 x 63 mm

Zabawne eksperymenty: niektóre możliwości tranzystora polowego

Czasopismo „Radio”, nr 11, 1998

Wiadomo, że rezystancja wejściowa tranzystora bipolarnego zależy od rezystancji obciążenia kaskady, rezystancji rezystora w obwodzie emitera oraz współczynnika przenoszenia prądu bazy. Czasami jest stosunkowo mały, co utrudnia dopasowanie sceny do źródła sygnału wejściowego. Ten problem całkowicie znika, jeśli użyjesz tranzystora polowego - jego rezystancja wejściowa sięga dziesiątek, a nawet setek megaomów. Aby lepiej poznać tranzystor polowy, wykonaj proponowane eksperymenty.

Trochę o charakterystyce tranzystora polowego. Podobnie jak bipolarne, pole ma trzy elektrody, ale nazywane są inaczej: bramka (podobnie jak baza), dren (kolektor), źródło (emiter). Analogicznie do bipolarnych tranzystorów polowych, istnieją różne „struktury”: z kanałem p i kanałem n. W przeciwieństwie do dwubiegunowych mogą być bramkowane w postaci złącza p-n i izolowanej bramki. Nasze eksperymenty będą dotyczyły pierwszego z nich.

Podstawą tranzystora polowego jest płytka krzemowa (bramka), w której znajduje się cienki obszar zwany kanałem (rys. 1a). Po jednej stronie kanału jest odpływ, po drugiej źródło. Gdy dodatni tranzystor jest podłączony do źródła, a ujemne zaciski akumulatora zasilającego GB2 (ryc. 1, b) są podłączone do drenu, w kanale pojawia się prąd elektryczny. Kanał w tym przypadku ma maksymalną przewodność.

Warto podłączyć jeszcze jeden zasilacz - GB1 - do zacisków źródła i bramki (plus do bramki), gdyż kanał "zwęża się" powodując wzrost rezystancji w obwodzie dren-źródło. Prąd w tym obwodzie natychmiast maleje. Zmieniając napięcie między bramką a źródłem, reguluje się prąd drenu. Ponadto w obwodzie bramki nie ma prądu, prąd drenu jest kontrolowany przez pole elektryczne (stąd tranzystor nazywany jest tranzystorem polowym), wytwarzane przez napięcie przyłożone do źródła i bramki.

Powyższe dotyczy tranzystora z kanałem p, ale jeśli tranzystor ma kanał n, biegunowość napięć zasilających i sterujących jest odwrócona (ryc. 1, c).

Najczęściej można spotkać tranzystor polowy w metalowej obudowie – wówczas oprócz trzech głównych wyprowadzeń może on posiadać również zacisk obudowy, który podczas instalacji podłącza się do wspólnego przewodu konstrukcji.

Jednym z parametrów tranzystora polowego jest początkowy prąd drenu (I od początku), czyli prąd w obwodzie drenu przy zerowym napięciu na bramce tranzystora (na ryc. 2 suwak rezystora zmiennego w dolnym położenie zgodnie z obwodem) i przy zadanym napięciu zasilania.

Jeśli płynnie przesuniesz suwak rezystora w górę obwodu, to wraz ze wzrostem napięcia na bramce tranzystora prąd drenu maleje (ryc. 2, b) i przy napięciu określonym dla danego tranzystora spadnie prawie do zera. Napięcie odpowiadające temu momentowi nazywane jest napięciem odcięcia (U ZIots).

Zależność prądu drenu od napięcia bramki jest dość zbliżona do linii prostej. Jeśli weźmiemy na nim dowolny wzrost prądu drenu i podzielimy go przez odpowiedni wzrost napięcia między bramką a źródłem, otrzymamy trzeci parametr - nachylenie charakterystyki (S). Ten parametr jest łatwy do określenia bez usuwania charakterystyki lub szukania go w katalogu. Wystarczy zmierzyć początkowy prąd drenu, a następnie podłączyć między bramkę a źródło np. ogniwo galwaniczne o napięciu 1,5 V. Wynikowy prąd drenu odejmij od początkowego, a resztę podziel przez napięcie ogniwa - otrzymasz nachylenie charakterystyki w miliamperach na wolt.

Znajomość cech tranzystora polowego uzupełni znajomość jego podstawowej charakterystyki wyjściowej (ryc. 2, c). Są usuwane, gdy napięcie między drenem a źródłem zmienia się dla kilku stałych napięć bramki. Łatwo zauważyć, że do pewnego napięcia między drenem a źródłem charakterystyka wyjściowa jest nieliniowa, a następnie, w znacznym zakresie napięć, jest prawie pozioma.

Oczywiście w rzeczywistych projektach nie stosuje się osobnego zasilacza do dostarczania napięcia polaryzacji do bramki. Odchylenie powstaje automatycznie, gdy w obwodzie źródłowym znajduje się stały rezystor o wymaganej rezystancji.

A teraz weź kilka tranzystorów polowych serii KP103 (z kanałem p), KP303 (z kanałem n) o różnych indeksach literowych i przećwicz określanie ich parametrów za pomocą podanych schematów.

Tranzystor polowy - czujnik dotykowy. Słowo „czujnik” oznacza uczucie, wrażenie, percepcję. Możemy zatem założyć, że w naszym eksperymencie tranzystor polowy będzie działał jak czuły element reagujący na dotknięcie jednego z jego wyjść.

Oprócz tranzystora (ryc. 3), na przykład dowolnego z serii KP103, potrzebny będzie omomierz o dowolnym zakresie pomiarowym. Podłącz sondy omomierza w dowolnej polaryzacji do zacisków drenu i źródła - wskazówka omomierza wskaże niewielką rezystancję tego obwodu tranzystora.

Następnie dotknij spustu migawki palcem. Wskazówka omomierza odchyli się gwałtownie w kierunku rosnącego oporu. Stało się tak, ponieważ indukcja prądu elektrycznego zmieniła napięcie między bramką a źródłem. Wzrosła rezystancja kanału, co zarejestrował omomierz.

Nie zdejmując palca z bramki, spróbuj dotknąć terminala źródłowego innym palcem. Igła omomierza wróci do swojej pierwotnej pozycji – w końcu okazało się, że bramka jest połączona przez rezystancję odcinka ramienia ze źródłem, co oznacza, że ​​pole sterujące między tymi elektrodami praktycznie zniknęło, a kanał stał się przewodzący.

Te właściwości tranzystorów polowych są często wykorzystywane w przełącznikach dotykowych, przyciskach i przełącznikach.

Tranzystor polowy - wskaźnik pola. Zmień nieco poprzedni eksperyment - zbliż tranzystor z zaciskiem bramki (lub korpusem) jak najbliżej gniazdka sieciowego lub zawartego w nim przewodu działającego urządzenia elektrycznego. Efekt będzie taki sam jak w poprzednim przypadku - wskazówka omomierza będzie odchylać się w kierunku rosnącej rezystancji. Jest to zrozumiałe - w pobliżu wylotu lub wokół drutu powstaje pole elektryczne, na które zareagował tranzystor.

Tranzystor polowy o podobnej pojemności służy jako czujnik urządzenia do wykrywania ukrytych przewodów elektrycznych lub przerwy w drucie w girlandzie noworocznej - w tym momencie natężenie pola wzrasta.

Trzymając wskaźnik tranzystora w pobliżu przewodu zasilającego, spróbuj włączyć i wyłączyć urządzenie. Zmiana pola elektrycznego zostanie zarejestrowana przez wskazówkę omomierza.

Tranzystor polowy jest rezystorem zmiennym. Po podłączeniu obwodu regulacji napięcia polaryzacji między bramką a źródłem (rys. 4) ustawić suwak rezystora w dolne położenie zgodnie ze schematem. Igła omomierza, podobnie jak w poprzednich eksperymentach, zarejestruje minimalną rezystancję obwodu dren-źródło.

Przesuwając suwak rezystora w górę obwodu, można zaobserwować płynną zmianę wskazań omomierza (wzrost rezystancji). Tranzystor polowy stał się rezystorem zmiennym o bardzo szerokim zakresie zmian rezystancji, niezależnie od wartości rezystora w obwodzie bramki. Biegunowość podłączenia omomierza nie ma znaczenia, ale polaryzacja włączania ogniwa galwanicznego będzie musiała zostać zmieniona, jeśli zastosowany zostanie tranzystor n-kanałowy, na przykład dowolny z serii KP303. Tranzystor polowy - stabilizator prądu. Do przeprowadzenia tego eksperymentu (ryc. 5) potrzebne będzie źródło prądu stałego o napięciu 15 ... 5 mA, tak tranzystor polowy. Najpierw ustaw suwak rezystora w dolnym położeniu zgodnie ze schematem, odpowiadającym dostarczeniu do tranzystora minimalnego napięcia zasilania - około 5 V, przy wartościach rezystorów R2 i R3 wskazanych na schemacie . Wybierając rezystor R1 (jeśli to konieczne), ustaw prąd w obwodzie drenu tranzystora na 1,8 ... 2,2 mA. Przesuwając suwak rezystora w górę w obwodzie, obserwuj zmianę prądu drenu. Może się zdarzyć, że generalnie pozostanie na tym samym poziomie lub nieznacznie wzrośnie. Innymi słowy, gdy napięcie zasilania zmieni się z 5 na 15 ... 18 V, prąd płynący przez tranzystor będzie automatycznie utrzymywany na zadanym poziomie (przez rezystor R1). Co więcej, dokładność utrzymania prądu zależy od wstępnie ustawionej wartości – im jest ona mniejsza, tym dokładność jest większa. W potwierdzeniu tego wniosku pomoże analiza charakterystyk wyjściowych zapasów przedstawionych na rys. 1. 2, w.

Taka kaskada nazywana jest źródłem prądu lub generatorem prądu. Można go znaleźć w wielu różnych wzorach.

Przełączanie regulatorów buck

Y. SEMIENOW, Rostów nad Donem

W artykule, na który zwrócono uwagę czytelników, opisano dwa impulsowe stabilizatory obniżające napięcie: na elementach dyskretnych i na wyspecjalizowanym mikroukładzie. Pierwsze urządzenie zostało zaprojektowane do zasilania urządzeń samochodowych napięciem 12 V do 24-woltowej sieci pokładowej samochodów ciężarowych i autobusów. Drugie urządzenie stanowi podstawę zasilacza laboratoryjnego.

Przełączanie regulatorów napięcia (step-down, step-up i inverting) zajmuje szczególne miejsce w historii rozwoju energoelektroniki. Nie tak dawno temu każdy zasilacz o mocy wyjściowej powyżej 50 watów zawierał regulator przełączający obniżający napięcie. Obecnie zakres takich urządzeń został zmniejszony ze względu na obniżenie kosztów zasilaczy z wejściem beztransformatorowym. Niemniej jednak zastosowanie przełączanych stabilizatorów obniżających napięcie w niektórych przypadkach okazuje się bardziej ekonomiczne niż jakiekolwiek inne przetwornice DC-DC.

Schemat funkcjonalny regulatora przełączającego buck pokazano w Ryż. 1, oraz wykresy czasowe wyjaśniające jego działanie w trybie ciągłego prądu cewki indukcyjnej L, ≈ na Ryż. 2. W chwili t włączenia przełącznik elektroniczny S jest zamknięty, a prąd płynie przez obwód: dodatni zacisk kondensatora C w, rezystancyjny czujnik prądu R dt, cewka indukcyjna L, kondensator C na zewnątrz, obciążenie, ujemny zacisk kondensatora C w. Na tym etapie prąd cewki indukcyjnej l L jest równy prądowi przełącznika elektronicznego S i rośnie prawie liniowo od l Lmin do lLmax .

Zgodnie z sygnałem niedopasowania z węzła porównania lub sygnałem przeciążenia z czujnika prądu lub ich kombinacją, generator przełącza przełącznik elektroniczny S w stan otwarty. Ponieważ prąd płynący przez cewkę indukcyjną L nie może się natychmiast zmienić, to pod działaniem samoindukującego się pola elektromagnetycznego dioda VD otwiera się i prąd l L przepłynie wzdłuż obwodu: katoda diody VD, cewka indukcyjna L, kondensator C VX, obciążenie, anoda diody VD. W chwili t lKl, gdy przełącznik elektroniczny S jest otwarty, prąd cewki indukcyjnej l L pokrywa się z prądem diody VD i maleje liniowo od

l Lmax do l L min . W okresie T kondensator Cout otrzymuje i oddaje przyrost ładunku ΔQout. odpowiadający zacienionemu obszarowi na wykresie czasowym prądu l L . Przyrost ten określa amplitudę napięcia tętnienia ΔU Cout na kondensatorze Cout i na obciążeniu.

Gdy przełącznik elektroniczny jest zamknięty, dioda zamyka się. Procesowi temu towarzyszy gwałtowny wzrost prądu przełączania do wartości Ismax ze względu na to, że rezystancja obwodu ≈ czujnik prądu, zamknięty przełącznik, dioda powrotna ≈ jest bardzo mała. W celu ograniczenia strat dynamicznych należy stosować diody o krótkim czasie powrotu wstecznego. Ponadto diody regulatora buck muszą być w stanie obsłużyć duży prąd wsteczny. Wraz z przywróceniem właściwości zamykających diody rozpoczyna się kolejny okres konwersji.

Jeśli przełączający regulator buck działa przy niskim prądzie obciążenia, może przełączyć się w tryb przerywanego prądu cewki indukcyjnej. W tym przypadku prąd cewki indukcyjnej zatrzymuje się w momencie zamknięcia przełącznika i jego narastanie zaczyna się od zera. Tryb prądu przerywanego jest niepożądany przy prądzie obciążenia zbliżonym do znamionowego, ponieważ w tym przypadku występuje zwiększone tętnienie napięcia wyjściowego. Najbardziej optymalna sytuacja ma miejsce, gdy stabilizator pracuje w trybie ciągłego prądu cewki indukcyjnej przy maksymalnym obciążeniu oraz w trybie prądu przerywanego, gdy obciążenie spada do 10 ... 20% wartości nominalnej.

Regulacja napięcia wyjściowego odbywa się poprzez zmianę stosunku czasu stanu zamkniętego łącznika do okresu powtarzania impulsów. W takim przypadku, w zależności od obwodów, możliwe są różne opcje realizacji sposobu sterowania. W urządzeniach ze sterowaniem przekaźnikowym przejście ze stanu załączonego do stanu wyłączonego określa węzeł porównania. Gdy napięcie wyjściowe jest większe niż ustawiona wartość, przełącznik jest wyłączony i odwrotnie. Jeśli ustalisz okres powtarzania impulsów, napięcie wyjściowe można regulować, zmieniając czas trwania stanu włączenia przełącznika. Czasami stosuje się metody, w których ustala się czas stanu zamkniętego lub czas otwarcia przełącznika. W każdym ze sposobów sterowania konieczne jest ograniczenie prądu cewki indukcyjnej na etapie stanu zamkniętego łącznika w celu zabezpieczenia wyjścia przed przeciążeniem. Do tych celów stosuje się czujnik rezystancyjny lub transformator prądu impulsowego.

Wybór głównych elementów impulsowego stabilizatora obniżającego i obliczenie ich trybów zostanie przeprowadzony na konkretnym przykładzie. Wszystkie stosowane w tym przypadku wskaźniki uzyskuje się na podstawie analizy schematu funkcjonalnego i diagramów czasowych, a za podstawę przyjmuje się metodologię.

1. Na podstawie porównania parametrów początkowych i maksymalnych dopuszczalnych wartości prądu i napięcia wielu mocnych tranzystorów i diod wybieramy najpierw bipolarny tranzystor kompozytowy KT853G (przełącznik elektroniczny S) i diodę KD2997V (VD ).

2. Oblicz minimalne i maksymalne współczynniki wypełnienia:

γ min \u003d t i min / T min \u003d (U VyX + U pr) / (U BX max + U s na ≈ U RdT + U pr) \u003d (12 + 0,8) / (32-2-0,3 + 0,8)=0,42;

γ max \u003d t i max / T max \u003d (U Bvyx + U pp) / (U Bx min - U sbkl -U Rdt + U pp) \u003d (12 + 0,8) / (18-2-0,3 + 0,8 )=0,78, gdzie U pr =0,8 V ≈ spadek napięcia stałego na diodzie UD, otrzymany z gałęzi prostej charakterystyki I–U dla prądu równego I V w najgorszym przypadku; U sbcl \u003d 2 V ≈ napięcie nasycenia tranzystora KT853G, który działa jak przełącznik S, ze współczynnikiem przenoszenia prądu w trybie nasycenia h 21e \u003d 250; U RdT = 0,3 V ≈ spadek napięcia na czujniku prądu przy znamionowym prądzie obciążenia.

3. Wybierz maksymalną i minimalną częstotliwość konwersji.

Ta pozycja jest wykonywana, jeśli okres pulsu nie jest stały. Wybieramy sposób sterowania ze stałym czasem trwania stanu otwartego wyłącznika elektronicznego. W tym przypadku spełniony jest warunek: t=(1 - γ max)/f min = (1 - γ min)/f max =const.

Ponieważ przełącznik jest wykonany na tranzystorze KT853G, który ma słabą charakterystykę dynamiczną, wybierzemy maksymalną częstotliwość konwersji stosunkowo niską: f max = 25 kHz. Wtedy minimalną częstotliwość konwersji można zdefiniować jako

f min \u003d f maks. (1 - γ maks.) / (1 - γ min) \u003d 25╥10 3] (1 - 0,78) / (1-0,42) \u003d 9,48 kHz.

4. Oblicz straty mocy na przełączniku.

Straty statyczne są określane przez skuteczną wartość prądu przepływającego przez przełącznik. Ponieważ obecny kształt to ≈ trapez, to I s \u003d I out gdzie α \u003d l Lmax / l lx \u003d 1,25 ≈ stosunek maksymalnego prądu cewki indukcyjnej do prądu wyjściowego. Współczynnik a jest wybierany w zakresie 1,2 ... 1,6. Straty statyczne przełącznika P Sstat =l s U SBKn =3,27-2=6,54 W.

Straty dynamiczne na przełączniku Р sdyn =0,5f max *U BX max (l smax *t f +α*l lx *t cn),

gdzie I smax ≈ amplituda prądu przełączania spowodowana rewersyjnym powrotem diody VD. Biorąc l Smax = 2l ByX , otrzymujemy

R sdin \u003d 0, 5f max * U BX max * I out (2t f + α ∙ t cn) \u003d 0,5 * 25 * 10 3 * 32 * 5 (2 * 0,78-10 -6 +1,25 -2-10 -6) = 8,12 W, gdzie t f =0,78 * 10 -6 s ≈ czas trwania czoła impulsu prądu przez przełącznik, t cn = 2 * 10 -6 s ≈ czas trwania spadku.

Całkowite straty na przełączniku wynoszą: P s \u003d P scstat + P sdin \u003d 6,54 + 8,12 \u003d 14,66 W.

Jeżeli na przełączniku występowały straty statyczne, obliczenia należy przeprowadzić dla minimalnego napięcia wejściowego, gdy prąd cewki indukcyjnej jest maksymalny. W przypadku, gdy trudno jest przewidzieć dominujący rodzaj strat, określa się je zarówno przy minimalnym, jak i maksymalnym napięciu wejściowym.

5. Obliczamy straty mocy na diodzie.

Ponieważ kształt prądu płynącego przez diodę ≈ jest również trapezem, jego wartość skuteczną definiujemy jako Straty statyczne na diodzie P vDcTaT =l vD ╥U pr =3,84-0,8=3,07 W.

Straty dynamiczne diody wynikają głównie ze strat odzyskiwania wstecznego: *0,2*10 -6 \u003d 0,8 W, gdzie t OB \u003d 0,2-1C -6 s ≈ czas powrotu diody do tyłu.

Całkowite straty na diodzie wyniosą: P VD \u003d P MDstat + P VDdin \u003d 3,07 + 0,8 \u003d 3,87 W.

6. Wybierz radiator.

Główną cechą radiatora jest jego opór cieplny, który definiuje się jako stosunek różnicy temperatur pomiędzy otoczeniem a powierzchnią radiatora do rozpraszanej przez niego mocy: R g = ΔT / P rass. W naszym przypadku konieczne jest zamocowanie tranzystora przełączającego i diody na tym samym radiatorze za pomocą podkładek izolacyjnych. Aby nie uwzględniać oporu cieplnego uszczelek i nie komplikować obliczeń, wybieramy niską temperaturę powierzchni, około 70╟С. Następnie przy temperaturze otoczenia 40╟СΔТ=70-40=30╟С. Opór cieplny radiatora dla naszego przypadku R t \u003d ΔT / (P s + P vd) \u003d 30 / (14,66 + 3,87) \u003d 1,62╟С / W.

Opór cieplny podczas naturalnego chłodzenia jest z reguły podawany w danych odniesienia dla radiatora. Aby zmniejszyć rozmiar i wagę urządzenia, można zastosować wymuszone chłodzenie za pomocą wentylatora.

7. Oblicz parametry przepustnicy.

Oblicz indukcyjność cewki indukcyjnej:

L= (U BX max - U sbkl - U Rdt - U Out) y min /= (32-2-0,3-12) * 0,42 / = 118,94 μH.

Jako materiał rdzenia magnetycznego wybieramy prasowany Mo-permalloy MP 140. Składowa zmienna pola magnetycznego w obwodzie magnetycznym jest w naszym przypadku taka, że ​​straty histerezy nie są czynnikiem ograniczającym. Dlatego maksymalną indukcję można wybrać na liniowym odcinku krzywej magnesowania w pobliżu punktu przegięcia. Praca na zakrzywionym odcinku jest niepożądana, ponieważ w tym przypadku przenikalność magnetyczna materiału będzie mniejsza niż początkowa. To z kolei spowoduje spadek indukcyjności wraz ze wzrostem prądu cewki indukcyjnej. Wybieramy maksymalną indukcję B m równą 0,5 T i obliczamy objętość obwodu magnetycznego:

Vp \u003d μμ 0 * L (αI outx) 2 / B m 2 \u003d 140 * 4π * 10 -7 * 118,94 * 10 -6 (1,25-5) 2 0,5 2 \u003d 3,27 cm 3, gdzie μ=140 ≈

wstępna przenikalność magnetyczna materiału MP140; μ 0 \u003d 4π * 10 -7 H / m ≈ stała magnetyczna.

Zgodnie z obliczoną objętością wybieramy obwód magnetyczny. Ze względu na cechy konstrukcyjne permallojowy obwód magnetyczny MP140 jest zwykle wykonywany na dwóch złożonych pierścieniach. W naszym przypadku odpowiednie są pierścienie KP24x13x7. Pole przekroju poprzecznego obwodu magnetycznego Sc=20,352 =0,7 cm 2, a średnia długość linii magnetycznej λс=5,48 cm Objętość wybranego obwodu magnetycznego wynosi:

VC \u003d SC * λc \u003d 0,7 * 5,48 \u003d 3,86 cm 3 > Vp.

Obliczamy liczbę zwojów: Przyjmujemy liczbę zwojów równą 23.

Określamy średnicę drutu z izolacją na podstawie faktu, że uzwojenie musi pasować do jednej warstwy, obracać się, aby skręcić wzdłuż wewnętrznego obwodu obwodu magnetycznego: gdzie d K \u003d 13 mm ≈ wewnętrzna średnica obwodu magnetycznego; k 3 \u003d 0,8 ≈ współczynnik wypełnienia okna obwodu magnetycznego z uzwojeniem.

Wybieramy drut PETV-2 o średnicy 1,32 mm.

Przed nawinięciem drutu rdzeń magnetyczny należy zaizolować w jednej warstwie folią PET-E o grubości 20 µm i szerokości 6...7 mm.

8. Oblicz pojemność kondensatora wyjściowego: C Vyx \u003d (U BX max -U sVkl - U Rdt) * γ min /= (32-2-0,3) * 0,42 / \u003d 1250 μF, gdzie ΔU Сvyx \u003d 0, 01 V ≈ międzyszczytowe tętnienie na kondensatorze wyjściowym.

Powyższy wzór nie uwzględnia wpływu wewnętrznej, szeregowej rezystancji kondensatora na tętnienia. Mając to na uwadze, a także 20% tolerancję pojemności kondensatorów tlenkowych, wybieramy dwa kondensatory K50-35 na napięcie nominalne 40 V o pojemności 1000 mikrofaradów każdy. Wybór kondensatorów o przeszacowanym napięciu znamionowym wynika z faktu, że wraz ze wzrostem tego parametru rezystancja szeregowa kondensatorów maleje.

Schemat opracowany zgodnie z wynikami uzyskanymi podczas obliczeń pokazano w Ryż. 3. Rozważmy stabilizator bardziej szczegółowo. W stanie otwartym przełącznika elektronicznego ≈ tranzystora VT5 ≈ na rezystorze R14 (czujnik prądu) powstaje napięcie piłokształtne. Gdy osiągnie określoną wartość, tranzystor VT3 otworzy się, co z kolei otworzy tranzystor VT2 i rozładuje kondensator C3. W takim przypadku tranzystory VT1 i VT5 zamkną się, a dioda przełączająca VD3 również się otworzy. Wcześniej otwarte tranzystory VT3 i VT2 zamkną się, ale tranzystor VT1 nie otworzy się, dopóki napięcie na kondensatorze C3 nie osiągnie poziomu progowego odpowiadającego jego napięciu otwarcia. W ten sposób powstanie przedział czasu, w którym tranzystor przełączający VT5 zostanie zamknięty (około 30 μs). Pod koniec tego okresu tranzystory VT1 i VT5 otworzą się i proces powtórzy się ponownie.

Rezystor R. 10 i kondensator C4 tworzą filtr, który tłumi skok napięcia u podstawy tranzystora VT3 w wyniku odwrotnego powrotu diody VD3.

Dla tranzystora krzemowego VT3 napięcie baza-emiter, przy którym przełącza się w tryb aktywny, wynosi około 0,6 V. W tym przypadku stosunkowo duża moc jest rozpraszana na czujniku prądu R14. Aby zmniejszyć napięcie na czujniku prądu, przy którym otwiera się tranzystor VT3, do jego podstawy wzdłuż obwodu VD2R7R8R10 przykładane jest stałe odchylenie około 0,2 V.

Napięcie proporcjonalne do napięcia wyjściowego jest dostarczane do podstawy tranzystora VT4 z dzielnika, którego górne ramię tworzą rezystory R15, R12, a dolne ramię to ≈ rezystor R13. Obwód HL1R9 generuje napięcie odniesienia równe sumie bezpośredniego spadku napięcia na diodzie LED i złączu emiterowym tranzystora VT4. W naszym przypadku przykładowe napięcie wynosi 2,2 V. Sygnał niedopasowania jest równy różnicy między napięciem na bazie tranzystora VT4 a napięciem przykładowym.

Napięcie wyjściowe jest stabilizowane dzięki sumowaniu sygnału niedopasowania wzmacnianego przez tranzystor VT4 z napięciem opartym na tranzystorze VT3. Załóżmy, że napięcie wyjściowe wzrosło. Wtedy napięcie u podstawy tranzystora VT4 stanie się bardziej przykładowe. Tranzystor VT4 lekko się otwiera i przesuwa napięcie na bazie tranzystora VT3, tak że on również zaczyna się otwierać. W konsekwencji tranzystor VT3 otworzy się przy niższym poziomie napięcia piłokształtnego na rezystorze R14, co doprowadzi do skrócenia przedziału czasu, w którym tranzystor przełączający będzie otwarty. Następnie napięcie wyjściowe spadnie.

Jeżeli napięcie wyjściowe maleje, proces regulacji będzie podobny, ale przebiega w odwrotnej kolejności i prowadzi do wydłużenia czasu otwarcia łącznika. Ponieważ prąd rezystora R14 jest bezpośrednio zaangażowany w tworzenie czasu otwarcia tranzystora VT5, tutaj oprócz zwykłego sprzężenia zwrotnego napięcia wyjściowego występuje sprzężenie zwrotne prądu. Pozwala to na stabilizację napięcia wyjściowego bez obciążenia oraz zapewnia szybką reakcję na nagłą zmianę prądu na wyjściu urządzenia.

W przypadku zwarcia w obciążeniu lub przeciążenia stabilizator przechodzi w tryb ograniczenia prądu. Napięcie wyjściowe zaczyna spadać przy prądzie 5,5 ... 6 A, a prąd zamykający jest w przybliżeniu równy 8 A. W tych trybach czas włączenia tranzystora przełączającego jest zredukowany do minimum, co zmniejsza moc rozsypał się na nim.

Jeśli stabilizator nie działa prawidłowo, spowodowany awarią jednego z elementów (na przykład awarią tranzystora VT5), napięcie na wyjściu wzrasta. W takim przypadku obciążenie może się nie powieść. Aby zapobiec sytuacjom awaryjnym, przetwornica jest wyposażona w jednostkę zabezpieczającą, która składa się z trinistora VS1, diody Zenera VD1, rezystora R1 i kondensatora C1. Kiedy napięcie wyjściowe przekracza napięcie stabilizujące diody Zenera VD1, zaczyna przez nią przepływać prąd, który włącza trinistor VS1. Jego włączenie prowadzi do spadku napięcia wyjściowego prawie do zera i przepalenia bezpiecznika FU1.

Urządzenie przeznaczone jest do zasilania 12-woltowego sprzętu audio, przeznaczonego głównie do samochodów osobowych, z sieci pokładowej samochodów ciężarowych i autobusów napięciem 24 V. Ze względu na to, że napięcie wejściowe w tym przypadku ma niskie tętnienia poziom, kondensator C2 ma stosunkowo małą pojemność. Niewystarczające jest zasilanie stabilizatora bezpośrednio z transformatora sieciowego za pomocą prostownika. W takim przypadku prostownik powinien być wyposażony w kondensator o pojemności co najmniej 2200 mikrofaradów dla odpowiedniego napięcia. Transformator musi mieć całkowitą moc 80 ... 100 W.

Stabilizator wykorzystuje kondensatory tlenkowe K50-35 (C2, C5, C6). Kondensator SZ ≈ folia K73-9, K73-17 itp. o odpowiednich rozmiarach, C4 ≈ ceramika o niskiej indukcyjności własnej, na przykład K10-176. Wszystkie rezystory, z wyjątkiem R14, ≈ C2-23 o odpowiedniej mocy. Rezystor R14 jest wykonany z kawałka drutu konstantanowego PEC 0,8 o długości 60 mm i rezystancji liniowej około 1 om/m.

Rysunek płytki drukowanej wykonanej z jednostronnie foliowanego włókna szklanego pokazano na rysunku Ryż. 4.

Dioda VD3, tranzystor VD5 i trinistor VS1 są przymocowane do radiatora za pomocą izolacyjnej uszczelki przewodzącej ciepło za pomocą plastikowych tulei. Płytka jest również zamocowana na tym samym radiatorze. Wygląd zmontowanego urządzenia pokazano na Ryż. 5.

PIŚMIENNICTWO 1. Titze U., Shenk K. Obwody półprzewodnikowe: przewodnik referencyjny. Za. z nim. ≈ M.: Mir, 1982. 2. Przyrządy półprzewodnikowe. Tranzystory średniej i dużej mocy: podręcznik / AA Zaitsev, AI Mirkin, VV Mo-kryakov itp. Wyd. AV Golomedova. ≈ M.: Radio i komunikacja, 1989. 3. Przyrządy półprzewodnikowe. Diody prostownicze, diody Zenera, tyrystory: Podręcznik / A. B. Gitsevich, A. A. Zaitsev, V. V. Mokryakov itp. Wyd. AV Golomedova. ≈ M.: Radio i komunikacja, 1988. 4 http://www. ferrite.ru

Stabilizowana przetwornica napięcia single-ended

Czasopismo „Radio”, nr 3, 1999

W artykule opisano zasady budowy oraz praktyczną wersję prostej przetwornicy napięcia stabilizowanej impulsowo, która zapewnia pracę w szerokim zakresie zmian napięcia wejściowego.

Spośród różnych źródeł zasilania wtórnego (SEP) z wejściem beztransformatorowym, największą prostotą wyróżnia się jednocyklowy przekształtnik samooscylujący z „odwrotnym” załączeniem diody prostowniczej (rys. 1).

Rozważmy najpierw pokrótce zasadę działania niestabilizowanego przetwornika napięcia, a następnie - metodę jego stabilizacji.

Transformator T1 - dławik liniowy; odstępy akumulacji w nim energii i przekazywanie skumulowanej energii do ładunku są rozdzielone w czasie. na ryc. Na rys. 2 przedstawiono: I I - prąd uzwojenia pierwotnego transformatora, I II - prąd uzwojenia wtórnego, t n - okres gromadzenia energii w cewce indukcyjnej, t p - okres przekazywania energii do obciążenia.

Po podłączeniu napięcia zasilania U pit prąd bazowy tranzystora VT1 zaczyna płynąć przez rezystor R1 (dioda VD1 zapobiega przepływowi prądu przez obwód uzwojenia podstawy, a kondensator C2 bocznikujący go zwiększa dodatnie sprzężenie zwrotne (PIC ) na etapie formowania się frontów napięciowych). Tranzystor lekko się otwiera, obwód POS zamyka się przez transformator T1, w którym zachodzi regeneracyjny proces akumulacji energii. Tranzystor VT1 wchodzi w stan nasycenia. Napięcie zasilania jest przykładane do uzwojenia pierwotnego transformatora, a prąd I I (prąd kolektora I do tranzystora VT1) wzrasta liniowo. Prąd bazowy I B nasyconego tranzystora jest określony przez napięcie na uzwojeniu I II i rezystancję rezystora R2. Na etapie gromadzenia energii dioda VD2 jest zamknięta (stąd nazwa konwertera - z „odwrotnym” włączeniem diody), a pobór mocy z transformatora następuje tylko przez obwód wejściowy tranzystora przez bazę meandrowy.

Gdy prąd kolektora I do osiągnie wartość:

Ja K max \u003d h 21E I B, (1)

gdzie h 21E jest statycznym współczynnikiem przenoszenia prądu tranzystora VT1, tranzystor opuszcza tryb nasycenia i rozwija się proces regeneracyjny wsteczny: tranzystor zamyka się, dioda VD2 otwiera się, a energia zgromadzona przez transformator jest przekazywana do obciążenia. Po zmniejszeniu prądu uzwojenia wtórnego ponownie rozpoczyna się etap gromadzenia energii. Przedział czasu t p jest maksymalny, gdy przekształtnik jest włączony, gdy kondensator C3 jest rozładowany, a napięcie na obciążeniu wynosi zero.

B pokazuje, że zasilacz, zmontowany zgodnie z obwodem na ryc. 1, - funkcjonalny przekształtnik napięcia zasilania U zasilania źródła prądu obciążenia I n.

Należy zauważyć, że ponieważ etapy gromadzenia energii i jej przekazywania są rozdzielone w czasie, maksymalny prąd kolektora tranzystora nie zależy od prądu obciążenia, tj. przetwornica jest całkowicie zabezpieczona przed zwarciami na wyjściu. Jednak gdy przetwornica jest włączona bez obciążenia (tryb jałowy), skok napięcia na uzwojeniu transformatora w momencie zamknięcia tranzystora może przekroczyć maksymalne dopuszczalne napięcie kolektor-emiter i go wyłączyć.

Wadą najprostszej przetwornicy jest zależność prądu kolektora I K max, aw konsekwencji napięcia wyjściowego od współczynnika przenoszenia prądu statycznego tranzystora VT1. Dlatego parametry zasilania będą się znacznie różnić w przypadku korzystania z różnych instancji.

Konwerter wykorzystujący „samozabezpieczający się” tranzystor przełączający (ryc. 3) ma znacznie bardziej stabilną pracę.

Napięcie piłokształtne z rezystora R3, proporcjonalne do prądu uzwojenia pierwotnego transformatora, jest przykładane do podstawy tranzystora pomocniczego VT2. Gdy tylko napięcie na rezystorze R3 osiągnie próg otwarcia tranzystora VT2 (około 0,6 V), otworzy się i ograniczy prąd bazowy tranzystora VT1, co przerwie proces gromadzenia energii w transformatorze. Maksymalny prąd uzwojenia pierwotnego transformatora

Ja Ja maks \u003d I K maks \u003d 0,6 / R3 (2)

okazuje się być mało zależny od parametrów konkretnego egzemplarza tranzystora. Oczywiście graniczna wartość prądu obliczona ze wzoru (2) musi być mniejsza niż prąd określony ze wzoru (1) dla najgorszej wartości statycznego współczynnika przenoszenia prądu.

Rozważmy teraz kwestię możliwości regulacji (stabilizacji) napięcia wyjściowego źródła zasilania.

B pokazuje, że jedynym parametrem przekształtnika, który można zmienić w celu regulacji napięcia wyjściowego, jest prąd I K max , czyli to samo, czas akumulacji energii t n w transformatorze, a jednostka sterująca (stabilizująca) może jedynie zmniejszyć prąd w porównaniu z wartością obliczoną według wzoru (2).

Formułując zasadę działania układu stabilizacji przekształtnika można określić dla niego następujące wymagania: - stałe napięcie wyjściowe przekształtnika należy porównać z napięciem odniesienia i w zależności od ich przekładni wytworzyć napięcie niedopasowania służące do kontrolować prąd I K max ; - proces narastania prądu w uzwojeniu pierwotnym transformatora powinien być kontrolowany i po osiągnięciu pewnego progu, określonego przez niedopasowanie napięcia, zatrzymany; - jednostka sterująca musi zapewniać izolację galwaniczną między wyjściem przetwornicy a tranzystorem przełączającym.

Jednostki sterujące realizujące ten algorytm są pokazane w obwodach i zawierają komparator K521SAZ, siedem rezystorów, tranzystor, diodę, dwie diody Zenera i transformator. Inne dobrze znane urządzenia, w tym zasilacze do telewizorów, również są dość skomplikowane. Tymczasem za pomocą samozabezpieczającego się tranzystora przełączającego można zbudować znacznie prostszą stabilizowaną przetwornicę (patrz obwód na ryc. 4).

Uzwojenie sprzężenia zwrotnego (OS) III i obwód VD3C4 tworzą napięcie sprzężenia zwrotnego proporcjonalne do napięcia wyjściowego przetwornicy.

Przykładowe napięcie stabilizacji diody Zenera VD4 jest odejmowane od napięcia sprzężenia zwrotnego, a wynikowy sygnał niedopasowania jest podawany na rezystor R5.

Z silnika rezystora trymerowego R5 do podstawy tranzystora VT2 doprowadzana jest suma dwóch napięć: stałe napięcie sterujące (część napięcia niedopasowania) i napięcie piłokształtne z rezystora R3, proporcjonalne do prądu uzwojenie pierwotne transformatora. Ponieważ próg otwarcia tranzystora VT2 jest stały, wzrost napięcia sterującego (na przykład wraz ze wzrostem napięcia zasilania U pit i odpowiednio wzrost napięcia wyjściowego konwertera) prowadzi do zmniejszenia prąd I Ja, przy którym otwiera się tranzystor VT2, oraz spadek napięcia wyjściowego. W ten sposób konwerter zostaje ustabilizowany, a jego napięcie wyjściowe jest regulowane w małych granicach przez rezystor R5.

Współczynnik stabilizacji przetwornicy zależy od stosunku zmiany napięcia wyjściowego przetwornicy do odpowiedniej zmiany stałej składowej napięcia na tranzystorze VT2. Aby zwiększyć współczynnik stabilizacji, konieczne jest zwiększenie napięcia sprzężenia zwrotnego (liczba zwojów uzwojenia III) i wybranie diody Zenera VD4 dla napięcia stabilizacji, które jest mniejsze niż napięcie OS o około 0,5 V. Powszechny Zener diody z serii D814 są praktycznie całkiem odpowiednie przy napięciu OS około 10 V.

Należy zauważyć, że w celu uzyskania lepszej stabilności temperaturowej przetwornicy konieczne jest zastosowanie diody Zenera VD4 o dodatnim TKN, która kompensuje spadek napięcia na złączu emiterowym tranzystora VT2 po podgrzaniu. Dlatego diody Zenera z serii D814 są bardziej odpowiednie niż precyzyjne diody Zenera D818.

Liczbę uzwojeń wyjściowych transformatora (podobnie jak uzwojenie II) można zwiększyć, tj. Konwerter może być wielokanałowy.

Zbudowany zgodnie ze schematem na ryc. 4 przetwornice zapewniają dobrą stabilizację napięć wyjściowych przy zmianach napięcia wejściowego w bardzo szerokim zakresie (150...250 V). Jednak przy pracy ze zmiennym obciążeniem, zwłaszcza w przetwornicach wielokanałowych, wyniki są nieco gorsze, ponieważ zmiana prądu obciążenia w jednym z uzwojeń powoduje redystrybucję energii między wszystkimi uzwojeniami. W tym przypadku zmiana napięcia sprzężenia zwrotnego odzwierciedla zmianę napięcia wyjściowego przekształtnika z mniejszą dokładnością.

Możliwa jest poprawa stabilizacji podczas pracy na zmiennym obciążeniu, jeśli napięcie OS jest generowane bezpośrednio z napięcia wyjściowego. Najłatwiej to zrobić za pomocą dodatkowego transformatora napięciowego małej mocy zmontowanego zgodnie z dowolnym ze znanych schematów.

Zastosowanie dodatkowej przetwornicy napięcia jest również uzasadnione w przypadku wielokanałowego IVEP. Przetwornica wysokiego napięcia dostarcza jedno ze stabilizowanych napięć (największe z nich - przy wysokim napięciu skuteczniejszy jest filtr kondensatorowy na wyjściu przetwornicy), a pozostałe napięcia, w tym napięcie sprzężenia zwrotnego, generowane są przez dodatkowy przetwornik.

Do produkcji transformatora najlepiej jest użyć opancerzonego ferrytowego obwodu magnetycznego ze szczeliną w środkowym pręcie, która zapewnia liniowe namagnesowanie. Jeśli nie ma takiego obwodu magnetycznego, aby utworzyć szczelinę, można użyć uszczelki o grubości 0,1 ... 0,3 mm wykonanej z tekstolitu lub nawet papieru. Możliwe jest również zastosowanie pierścieniowych obwodów magnetycznych.

Chociaż w literaturze wskazuje się, że w rozważanych w tym artykule przetwornicach z odwróconą diodą filtr wyjściowy może być czysto pojemnościowy, zastosowanie filtrów LC może jeszcze bardziej zmniejszyć tętnienia napięcia wyjściowego.

W celu zapewnienia bezpiecznej pracy IVEP należy zastosować rezystor dostrajający (R5 na Rys. 4) z dobrą izolacją silnika. Uzwojenia transformatora, połączone galwanicznie z napięciem sieciowym, muszą być niezawodnie odizolowane od wyjścia. To samo dotyczy innych elementów radiowych.

Jak każdy IVEP z konwersją częstotliwości, opisywany zasilacz musi być wyposażony w ekran elektromagnetyczny oraz filtr wejściowy.

Bezpieczeństwo założenia przetwornicy zapewni transformator sieciowy o przekładni równej jeden. Jednak najlepiej jest użyć połączonego szeregowo LATR i transformatora separacyjnego.

Włączenie konwertera bez obciążenia najprawdopodobniej doprowadzi do awarii potężnego tranzystora przełączającego. Dlatego przed przystąpieniem do regulacji należy podłączyć obciążenie zastępcze. Po włączeniu należy przede wszystkim sprawdzić oscyloskopem napięcie na rezystorze R3 - powinno rosnąć liniowo na etapie t n. Jeśli liniowość zostanie przerwana, oznacza to, że obwód magnetyczny wchodzi w nasycenie i transformator musi zostać ponownie obliczony. Za pomocą sondy wysokonapięciowej sprawdź sygnał na kolektorze tranzystora przełączającego - spadki impulsu powinny być wystarczająco strome, a napięcie na otwartym tranzystorze powinno być małe. W razie potrzeby dostosuj liczbę zwojów uzwojenia podstawy i rezystancję rezystora R2 w obwodzie podstawy tranzystora.

Następnie możesz spróbować zmienić napięcie wyjściowe konwertera za pomocą rezystora R5; w razie potrzeby dostosuj liczbę zwojów uzwojenia systemu operacyjnego i wybierz diodę Zenera VD4. Sprawdź działanie przetwornicy przy zmianie napięcia wejściowego i obciążenia.

na ryc. Na rysunku 5 przedstawiono schemat IVEP dla programatora ROM, jako przykład wykorzystania konwertera zbudowanego w oparciu o zaproponowaną zasadę.

Parametry źródła podano w tabeli. 1.

Gdy napięcie sieciowe zmienia się od 140 do 240 V, napięcie na wyjściu źródła 28 V mieści się w zakresie 27,6 ... 28,2 V; źródło +5 V - 4,88 ... 5 V.

Kondensatory C1-C3 i cewka indukcyjna L1 tworzą wejściowy filtr sieciowy, który ogranicza promieniowanie przetwornika zakłóceń wysokiej częstotliwości. Rezystor R1 ogranicza impuls prądu ładowania kondensatora C4, gdy przetwornica jest włączona.

Obwód R3C5 wygładza skoki napięcia na tranzystorze VT1 (podobny obwód nie jest pokazany na poprzednich rysunkach).

Na tranzystorach VT3, VT4 montowany jest konwencjonalny konwerter, który generuje jeszcze dwa z napięcia wyjściowego +28 V: +5 V i -5 V, a także napięcie OS. Generalnie IVEP zapewnia stabilizowane napięcie +28 V. Stabilność dwóch pozostałych napięć wyjściowych zapewnia zasilanie dodatkowej przetwornicy ze źródła +28 V i w miarę stałe obciążenie tych kanałów.

IVEP zapewnia ochronę przed przekroczeniem napięcia wyjściowego od +28 V do 29 V. Po przekroczeniu triak VS1 otwiera i zamyka źródło +28 V. Zasilacz wydaje głośny pisk. Prąd płynący przez triak wynosi 0,75 A.

Tranzystor VT1 jest zainstalowany na małym radiatorze wykonanym z aluminiowej płyty o wymiarach 40 (30 mm).Zamiast tranzystora KT828A można zastosować inne urządzenia wysokonapięciowe o napięciu co najmniej 600 V i prądzie większym niż 1 A. zastosować np. KT826B, KT828B, KT838A.

Zamiast tranzystora KT3102A można zastosować dowolną serię KT3102; tranzystory KT815G można zastąpić KT815V, KT817V, KT817G. Diody prostownicze (z wyjątkiem VD1) muszą być używane wysoka częstotliwość, na przykład seria KD213 itp. Pożądane jest stosowanie kondensatorów z filtrem tlenkowym serii K52, IT. Kondensator C5 musi mieć co najmniej 600 V.

Triak TS106-10 (VS1) jest używany wyłącznie ze względu na swoje niewielkie rozmiary. Odpowiedni jest prawie każdy typ trinistora, który może wytrzymać prąd około 1 A, w tym seria KU201. Jednak trinistor będzie musiał być wybrany zgodnie z minimalnym prądem sterującym.

Należy zauważyć, że w konkretnym przypadku (przy stosunkowo niewielkim poborze prądu ze źródła) można obejść się bez drugiego przekształtnika, budując przekształtnik według schematu z rys. 4 z dodatkowymi uzwojeniami dla kanałów +5 V i -5 V oraz stabilizatorami liniowymi serii KR142. Zastosowanie dodatkowej przetwornicy podyktowane jest chęcią przeprowadzenia badań porównawczych różnych IVEC i upewnienia się, że proponowana opcja zapewnia lepszą stabilizację napięcia wyjściowego.

Parametry transformatorów i dławików podano w tabeli. 2.

Obwód magnetyczny dla transformatora T1 jest wykorzystywany z cewki filtrującej zasilacza napędu na wymiennych dyskach magnetycznych komputerów serii EC.

Rodzaje obwodów magnetycznych dławików L1-L4 nie są krytyczne.

Źródło ustala się według powyższego sposobu, ale najpierw należy wyłączyć zabezpieczenie przeciwprzepięciowe, przesuwając suwak rezystora R10 w dolną pozycję zgodnie ze schematem. Po ustaleniu IVEP należy ustawić napięcie wyjściowe na +29 V rezystorem R5 i powoli obracając suwak rezystora R10, osiągnąć próg otwarcia triaka VS1. Następnie wyłącz źródło, przesuń suwak rezystora R5 w kierunku zmniejszania napięcia wyjściowego, włącz źródło i rezystorem R5 ustaw napięcie wyjściowe na 28 V.

Należy zauważyć, że ponieważ napięcia na wyjściach +5 V i -5 V zależą od napięcia +28 V i nie są od niego regulowane oddzielnie, w zależności od parametrów zastosowanych elementów i prądu danego obciążenia, to może być konieczne dobranie liczby zwojów uzwojeń transformatora T2.

Literatura

1. Bas A.A., Milovzorov V.P., Musolin A.K.Źródła zasilania wtórnego z wejściem beztransformatorowym. - M.: Radio i łączność, 1987.